流出力電圧Eoは制御回路30に対しても入力される。供給することにより定電圧制御を行う。数(fs)が低く制御され、交流入力電圧VACの上昇に伴ってスイッチング周波数fsが高く制御される。定に制御されることで、交流入力電圧VACや負荷電力Poの変動に対して0.90〜0.98の力率が得られる。コンバータによるアクティブフィルタ回路22を示している。詳細な回路説明は省略するが、この場合はハーフブリッジ構成の2組のスイッチング素子Q31、Q32は、小型のEI型フェライトによるコンバータドライブトランスCDTからの高周波の一定周期の自励発振周波数で交互にオン/オフのスイッチング動作を繰り返すことになる。子Q31、Q32のスイッチング出力を二次側に伝送する。点)に接続されることで、スイッチング出力が得られるようにされる。他端は、直列共振コンデンサC1に接続される。ドライブトランスPRTの二次側では、二次巻線N2に対してセンタータップを設けた上で、整流ダイオードDO1,DO2及び平滑コンデンサCiを図のように接続することで全波整流回路が形成される。回路30を介して制御する。列共振周波数を低く制御して力率を向上している。出力電圧Eoは一次巻線N1と二次巻線N2の巻数比の選定によって任意の電圧値を設定できる。高調波歪みレベルが低く、低ノイズであり、コモンモードチョークコイルCMCとアクロスコンデンサCLは1段で可能である。いづれの方式もハーフブリッジ結合の電流共振形コンバータで構成されているため構成部品点数が多い。2石のスイッチングトランジスタQ31、Q32の高調波歪みは図10の昇圧チョッパー方式より低レベルであるが、ノイズが増加する欠点がある。【発明が解決しようとする課題】従って、これらの各種の力率改善コンバータ回路では、次のような問題があげられる。御方式の昇圧形チョッパ回路が一般的であり、インダクタ電流を高周波で制御することにより、交流入力電流を正弦波化している。この制御にはインダクタ電流が連続して流れる電流連続モードと電流が一旦0に戻る不連続モードがあるが、いづれの場合も次の問題がある。【0032】・リードスイッチング動作であるためスイッチ素子からノイズが発生し、高調波歪みレベルが多いため家電機器では採用が不可能である。源のスイッチ素子の耐圧アップをはからなければならない。・高調波歪み対策部品が増加し、構成部品点数が多く、またそれに伴ってコストが上昇する。よって絶縁形、低ノイズの特長で構成されているが、これらについては次のような問題がある。・スイッチ素子が2石必要であり構成部品点数が多い。・高調波歪みレベルが昇圧形チョッパ回路より低いが、ノイズが増加する。能とされ、また、電力変換効率等の電気的特性が向上された力率改善コンバータを提供することを目的とする。均値が一定になるようにする制御手段と、を設けるようにする。【発明の実施の形態】図1は、本発明の一実施の形態としての力率改善コンバータ回路を備えて構成されるスイッチング電源回路の構成を示す回路図とされる。この図に示す電源回路においては、商用交流電源ACに対してコモンモードのノイズを除去するノイズフィルタとして、コモンモードチョークコイルCMCとアクロスコンデンサCLが設けられている。【0038】商用交流電源ACはブリッジ整流回路Diにより全波整流される。路Diの整流出力ラインと、平滑回路である平滑コンデンサCi間に対して力率改善コンバータ回路10が設けられて力率改善が図られる。【0039】スイッチング電源部5は、平滑コンデンサCiの両端に得られる整流平滑電圧Eiを入力してスイッチング動作を行い、二次側より直流出力電圧E1、E2、E3を出力するDC−DCコンバータとされ、例えばこの場合には、PWM方式により定電圧化制御を行うフライバック式あるいはフォワード式のスイッチングコンバータが備えられているものとされる。【0040】力率改善コンバータ回路10においては、ブリッジ整流回路Diの正極出力ラインに対してフィルタチョークコイルLNが直列に接続されている。極出力ラインと一次側アース間にフィルタコンデンサCNが接続され、フィルタコンデンサCNとフィルタチョークコイルLNでノーマルモードのノイズフィルタを形成する。止するようにされている。コンバータ回路によるアクティブフィルタとされるものである。絶縁コンバータトランスPITの一次側には、電圧共振形のスイッチングコンバータ(電圧共振型コンバータ)が設けられ、また二次側にも、電圧共振動作を得るための並列共振回路が備えられる。備えた自励式の構成を採っている。この場合、スイッチング素子Q1には、高耐圧のバイポーラトランジスタ(BJT;接合型トランジスタ)が採用されている。出力ラインに接続されて、起動時のベース電流が整流ラインから得られるようにしている。動回路)が接続される。オフ時に流れるクランプ電流の経路を形成するようにされている。コレクタは、絶縁コンバータトランスPITの一次巻線N1に接続される。子Q1のエミッタは一次側アースに接地される。コレクタ−エミッタ間に対しては、並列共振コンデンサCrが接続されている。弦波状のパルス波形となって電圧共振形の動作が得られるようになっている。装された可飽和リアクトルである。述するように直流出力電圧Eoの平均値が一定になるようにスイッチング周波数を可変制御するために設けられる。巻線NBを巻装し、更に制御巻線NCを、上記検出巻線ND,駆動巻線NBに対して直交する方向に巻装して構成される。巻線N1を介して検出巻線NDに伝達される。直交型制御トランスPRTにおいては、検出巻線NDに得られたスイッチング出力がトランス結合を介して駆動巻線NBに励起されることで、駆動巻線NBにはドライブ電圧としての交番電圧が発生する。形成する直列共振回路(NB,CB)からベース電流制限抵抗RBを介して、ドライブ電流としてスイッチング素子Q1のベースに出力される。これにより、スイッチング素子Q1は、直列共振回路(NB,CB)の共振周波数により決定されるスイッチング周波数でスイッチング動作を行うことになる。【0046】絶縁コンバータトランスPITは、図2に示すように、例えばフェライト材によるE型コアCR1、CR2を互いの磁脚が対向するように組み合わせたEE型コアが備えられ、このEE型コアの中央磁脚に対して、分割ボビンBを利用して一次巻線N1と二次巻線N2をそれぞれ分割した状態で巻装している。中央磁脚に対しては図のようにギャップGを形成するようにしている。結合が得られるようにしている。ギャップGは、E型コアCR1,CR2の中央磁脚を、2本の外磁脚よりも短く形成することで形成することが出来る。数kとしては、例えばk≒0.85という疎結合の状態を得るようにしており、その分、飽和状態が得られにくいようにしている。コレクタと接続され、他端側は検出巻線NDと接続されている。より誘起された交番電圧が二次巻線N2に発生する。側並列共振コンデンサC2のキャパシタンスとによって並列共振回路が形成される。二次巻線N2に励起される交番電圧は共振電圧となる。二次側において電圧共振動作が得られる。作を得るための並列共振回路が備えられる。路が備えられて動作する構成のスイッチングコンバータについては、「複合共振形スイッチングコンバータ」ともいうことにする。この全波整流回路は直流出力電圧Eoを生成し、後段のスイッチング電源部5に供給する。この場合には、直流出力電圧Eoは制御回路1に対しても分岐して入力される。インダクタンスL2との相互インダクタンスMについて、+Mとなる場合と−Mとなる場合とがある。互インダクタンスは+M(加極性:フォワード方式)となり、図3(b)に示す接続形態を採る場合に相互インダクタンスは−M(減極性:フライバック方式)となる。得られる交番電圧が負極性のときに整流ダイオードDO2に整流電流が流れる動作は、−Mの動作モード(フライバック方式)であるとみることができる。源回路では、二次巻線に得られる交番電圧が正/負となるごとに、相互インダクタンスが+M/−Mのモードで動作することになる。流(直流電流)レベルを可変することで、直交型制御トランスPRTに巻装された駆動巻線NBのインダクタンスLBを可変制御する。直列共振回路の共振条件が変化する。Eoを安定化する作用を有する。【0053】ここで制御回路1は、図示するように抵抗R11、R12、R13、シャントレギュレータQ2、コンデンサCfによるレギュレータ回路として構成されている。電容量を大容量化し、さらに制御回路1におけるコンデンサCfの静電容量を増加して100Hz成分のリップル電圧に対して応答しない低速応答とすれば、図4に示すような動作波形が得られることになる。入力電圧VAC、交流入力電流IAC、整流ラインの電圧V1、一次電流I1、直流出力電圧Eoが示されている。図から分かるように直流出力電圧Eoはその平均値が一定となる。振電圧Vcrの動作波形図であり、この場合スイッチング素子Q1のスイッチング周波数fs=200KHzである。図6は交流入力電圧VACが低い図4のb時点の交流入力電流IAC、共振電流Icp、共振電圧Vcrの動作波形図であり、この場合スイッチング素子Q1のスイッチング周波数fs=100KHzである。【0056】本例の力率改善コンバータ回路10について、フィルタチョークコイルLN=100μH、フィルタコンデンサCN=1μF、平滑コンデンサCi=1000μF、コンデンサCf=33μF、共振コンデンサCr=3300pFとした場合の、交流入力電圧VACと負荷電力Poの変動に対する力率PFの変化特性を図7、図8に示した。交流入力電圧VAC=100Vの状態では、図7に示すように、負荷電力PO=140W〜20Wという負荷変動に対して、力率PFはほぼ0.98〜0.90の範囲となり、十分な力率が得られるものとなった。変動に対しても高力率を維持できる。減、コストダウンを実現できる。図12、図14に示したような2石のハーフブリッジ結合電流共振形コンバータの場合と比較してさらに高調波歪みレベルを低いものとすることができ、ノイズを低減できる。広い範囲で適用できるものとなる。後段のスイッチング電源部5は非絶縁でよいという利点も得られる。