一符号を付して説明を省略する。この図に示される絶縁コンバータトランスPITとしては、先に図2に示したのと同様の構造を有しているものとされる。【0059】この場合、スイッチング素子Q10として、バイポーラトランジスタ(BJT)Q11,Q12、ダンパーダイオードDD1,DD2、抵抗R11,R12を図のように接続して形成されるダーリントン回路が備えられる。このダーリントン回路の接続形態としては、トランジスタQ11のコレクタとトランジスタQ12のコレクタを接続し、トランジスタQ11のエミッタをトランジスタQ12のベースと接続し、トランジスタQ12のエミッタをアースに接地している。ダンパーダイオードDD1のアノードをトランジスタQ11のエミッタと接続し、ダンパーダイオードDD1のカソードをトランジスタQ11のベースに接続している。ダンパーダイオードDD2のアノードは、トランジスタQ12のエミッタに接続され、カソードはトランジスタQ12のコレクタに接続されている。抵抗R12は、トランジスタQ12のベース−エミッタ間に対して並列に接続されている。態に示したスイッチング素子Q1のベースと等価となり、トランジスタQ11,Q12のコレクタ接点がスイッチング素子Q1のコレクタと等価となる。トランジスタQ12のエミッタがスイッチング素子Q1のエミッタと等価となる。代わりに発振・ドライブ回路2を備えた、他励式によるスイッチング駆動が行われる構成を採る。実施の形態においては、絶縁コンバータトランスPITにおいて巻線N4が設けられる。巻線N4,整流ダイオードD2,コンデンサC3から成る半波整流回路が形成される。より得られた起動時の電圧によって、発振・ドライブ回路2を起動させるための動作を実行するようにされている。【0062】発振・ドライブ回路2は、所要のスイッチング周波数fs(例えばfs=100KHz)を有する周期の発振信号を生成する。上記発振信号をスイッチング周期ごとに正(オン)/負(オフ)となるスイッチング駆動電流に変換してスイッチング素子Q10のベース端子に出力する。これによりスイッチング素子Q10は所要のスイッチング周波数でもってスイッチング動作を行うように駆動される。効率が得られることになる。振コンデンサCrが接続される。【0064】絶縁コンバータトランスPITの二次側においては、二次巻線N2の一端は二次側アースに接続され、他端は直列共振コンデンサCs1の直列接続を介して整流ダイオードDO1のアノードと整流ダイオードDO2のカソードの接続点に対して接続される。整流ダイオードDO1のカソードは平滑コンデンサCO1の正極と接続され、整流ダイオードDO2のアノードは二次側アースに対して接続される。平滑コンデンサCiの負極側は二次側アースに対して接続される。設けられることになる。作に対応する直列共振回路を形成する。得るための直列共振回路が備えられた複合共振形スイッチングコンバータの構成を採る。しては次のようになる。力が得られると、このスイッチング出力は二次巻線N2に励起される。一次巻線N1と二次巻線N2との極性(相互インダクタンスM)が−Mとなる減極性モードで動作して、二次巻線N2の漏洩インダクタンスと直列共振コンデンサCs1による直列共振作用によって、整流ダイオードDO2により整流した整流電流IC2を直列共振コンデンサCs1に対して充電する動作が得られる。振が生じる状態で平滑コンデンサCO1に対して充電が行われる動作となる。巻線N2の誘起電圧のほぼ2倍に対応する直流出力電圧EO1が得られる。側の共振作用とによる電磁エネルギーが同時に負荷側に供給されるようにしているため、それだけ負荷側に供給される電力も更に増加して、最大負荷電力の大幅な増加が図られることになる。等のレベルを得ようとすれば、本実施の形態の二次巻線N2としては、従来の1/2の巻数で済むことになる。型軽量化、及び低コスト化につながる。変動に対しても高力率を維持できる。同時に、簡単な回路構成であることによる部品点数の削減、コストダウンを実現でき、さらに高調波歪みレベルを低いものとすることができる。この場合も、直流出力電圧が絶縁されているため、後段のスイッチング電源部5は非絶縁でよいという利点も得られる。【0070】以上、実施の形態について説明してきたが、本発明はさらに多様な変形例が考えられる。実施の形態の変形例として成立し得る。本実施の形態としては二次側の共振回路及び整流回路の構成として特に限定されるものではない。能とされ、また、電力変換効率等の電気的特性が向上された力率改善コンバータを実現できるという効果がある。これによって実用上、多様な機器に搭載できることになる。高調波歪みレベルを低いものとすることができ、ノイズを低減できる。力率改善コンバータ回路の二次側の直流出力電圧が絶縁されているため、後段のスイッチング電源部は非絶縁でよいという利点も得られる。【図1】本発明の第1の実施の形態の力率改善コンバータ回路の構成を示す回路図である。【図2】本実施の形態に採用される絶縁コンバータトランスの構造を示す側断面図である。作を示す説明図である。【図4】第1の実施の形態の力率改善コンバータ回路の動作を示す波形図である。【図5】第1の実施の形態の力率改善コンバータ回路の動作を示す波形図である。【図6】第1の実施の形態の力率改善コンバータ回路の動作を示す波形図である。【図7】第1の実施の形態のスイッチング電源回路についての負荷電力と力率との関係を示す特性図である。【図8】第1の実施の形態のスイッチング電源回路についての交流入力電圧と力率との関係を示す特性図である。【図9】第2の実施の形態の力率改善コンバータ回路の構成を示す回路図である。【図10】先行技術の力率改善アクティブフィルタを示す回路図である。作波形の説明図である。【図12】先行技術の力率改善アクティブフィルタを示す回路図である。作波形の説明図である。【図14】先行技術の力率改善アクティブフィルタを示す回路図である。作波形の説明図である。備えることを特徴とする力率改善コンバータ回路。