この一連の動作を繰り返す。Sm2が、三角波キャリア信号Scの谷点61及び頂点62にそれぞれ同期して変調率値記憶器19から逐次読み出されてPWM信号生成器11に入力される。Sm2の他に、上述のように三角波キャリア信号Scが入力される。Sm2を三角波キャリア信号Scと比較してPWM信号を生成し、これをゲート駆動回路15に入力する。Sm1以下となる期間に渡って「1」を出力する。Sm2以下となる期間に渡って「1」を出力する。Sm1を超えはじめる点(位相)までの期間(位相区間)に渡って1つのパルスPが発生する。このパルスPは、当該期間(「1」が出力される期間)に等しい幅Wを有し、かつ、上記ある制御周期Tの後半周期TbにおけるPWM出力の「1」の部分Pbと上記次の制御周期Tの前半周期TaにおけるPWM出力の「1」の部分Paとで構成されている。Sm2に比例する部分Wbとからなる幅Wを有している。このPWM信号Spの効果については後で詳しく説明する。【0030】ゲート駆動回路15は、入力されるPWM信号Spの波形に忠実な波形を有するゲート駆動信号を生成して、これをインバータのスイッチ(一対のスイッチング素子)に出力する。Array)で構成されている。これらをマイコンとソフトウエアとで実現してもよい。次に、以上のように構成されたインバータ制御装置1の動作を説明する。13は、入力される三角波キャリア信号Scに基づいて変調率値切替信号を発生して、これをアドレス切替器16と変調率値切替器10とに入力する。Sm1及び第2のSm2を演算して、これらを、アドレス切替器16を介して変調率値記憶器19に書き込む。Sm2が、それぞれ、第1のレジスタセット31と第2のレジスタセット32とに1制御周期毎に交互に書き込まれるように、これらの書き込み先を選択する。Sm2を、三角波キャリア信号Scの谷点61及び頂点62にそれぞれ同期して変調率値記憶器19から逐次読み出し、これらをPWM信号生成器11に入力する。Sm2を、三角波発生器12から入力される三角波キャリア信号Scと比較して、図2の中段の波形図に示すような波形を有するPWM信号Spを生成し、これをゲート駆動回路15に入力する。【0037】ゲート駆動回路15は、入力されるPWM信号Spに従ってその波形に忠実な波形のゲート駆動信号を生成して、これをインバータのスイッチに出力する。【0038】インバータは、ゲート駆動信号に従って、そのスイッチをスイッチングする。これにより、出力指令に応じた電流又は電圧がインバータから出力される。次に、本実施の形態の効果を比較形態と比較して説明する。図3は比較形態のインバータ制御装置の動作を示す波形図である。【0041】この比較形態は、一般的なPWM信号発生方法を用いるものであり、特許文献1に記載されたインバータ制御装置もこれと同様のPWM信号発生方法を用いていると考えられる。図3に示すように、この比較形態においては、PWM信号生成器は、制御周期Tにおいて、三角波キャリア信号Scが変調率値Sm0以下となる期間に渡って「1」を出力する。これにより、変調率値Sm0が小さい場合には、制御周期Tにおいて「1」が出力される期間に一致する幅Wを有するパルスPが発生し、変調率値Sm0が大きい場合には、互いに前後する制御周期Tに跨って、各制御周期T内に位置する部分が「1」が出力される期間に対応するような幅Wを有するパルスPが発生する。このPMW信号Spをインバータに入力すると、入力されたPWM信号Spの波形に忠実な波形の電圧がインバータから出力される。Vaにおいては、三角波キャリア信号Scの周期に等しい制御周期Tで電圧が階段状に変化する。Vaの波形は、三角波キャリア信号Scの周期の半分の周期Ta,Tbで電圧が階段状に変化する。Vaが、比較形態と比べて、半分の周期で小刻みに階段状に変化することとなり、その分、インバータから出力される電流の波形歪、すなわち、高調波が低減される。重要なことは、本実施の形態では、三角波キャリア信号Scの傾きが正の部分と傾きが負の部分とにそれぞれ別個の変調率値Sm1,Sm2を用意しかつ対比させてパルスを発生させるので、三角波キャリア信号Scのある周期における傾きが負の部分がその対応する変調率値Sm2以下となる期間に対応するパルスと、三角波キャリア信号Scの次の周期における傾きが正の部分がその対応する変調率値Sm1以下となる期間に対応するパルスとが繋がって1つのパルスとなる。このため、PWM信号SpにおけるパルスPの発生周期が、三角波キャリア信号Scの周期と同じであり、従って、比較形態と同じであるという点である。この故に、インバータのスイッチのスイッチング回数が、比較形態に比べて増加しないで済む。その結果、スイッチング回数を増大することなく(従ってスイッチング損失を増大させることなく)、インバータの出力の波形歪を低減することができる。【0044】なお、上記ではインバータが電圧型である場合を述べたが、インバータが電流型である場合にも、上述のインバータ制御装置1を適用することができる。この場合には、インバータの出力電流がPWM信号Spの波形に忠実な波形を有するものとなる。その出力電流の各パルスを変調率値の変更周期で平均した電圧が、従来(比較形態)に比べて、半分の周期で小刻みに階段状に変化することとなり、その分、インバータから出力される電圧の波形歪、すなわち、高調波が低減される。【0045】また、上記ではインバータの出力の波形が正弦波である場合を述べたが、インバータの出力波形が滑らかでかつ周期性を有する波形であれば、上述のインバータ制御装置1を適用して同様の効果を得ることができる。(実施の形態2)本発明の実施の形態2は、実施の形態1のインバータ制御装置を電動機の制御システムに適用した例を示す。図4は本実施の形態に係る電動機制御システムの概略の構成を示す回路図である。図4において図1における構成要素と同一又は相当する構成要素には同一符号を付してその説明を省略する。図4に示すように、本実施の形態の電動機制御システムは、周知の電動機制御システムにおいて、インバータ制御装置を実施の形態1のインバータ制御装置1で構成したものである。従って、本実施の形態では、インバータ制御装置1と関連する構成を詳細に説明し、その他の周知の構成については概略の説明に止める。本実施の形態の電動機制御システムは、例えば、同期電動機のベクトル制御システムである。他の電動機制御システムであってもよい。従って、モータMは、ここでは、同期電動機である。この電動機制御システムでは、三相交流電源21にコンバータ22が接続されている。コンバータ22の出力側には平滑コンデンサ等(図示せず)が接続されている。このコンバータ22の出力側にインバータ23の入力側が接続されている。インバータ23は、ここでは、三相の電圧型のインバータである。インバータ23は、U相、V相、及びW相の各相毎に、それぞれ、スイッチSWu、スイッチSWv、スイッチSWwを有している。スイッチSWuは一対のスイッチング素子51、52とこれらに逆並列に接続されたダイオードとで構成されている。スイッチSWvは一対のスイッチング素子53、54とこれらに逆並列に接続されたダイオードとで構成されている。スイッチSWwは一対のスイッチング素子55、56とこれらに逆並列に接続されたダイオードとで構成されている。スイッチング素子51〜56は、ここでは、IGBTで構成されている。【0049】このインバータ23の出力側に三相同期電動機Mが接続されている。この電動機制御システムでは、インバータ23の各相の出力電流が電流センサ(図示せず)によって検出され、図示されない演算器によって、d−q軸変換されて、この変換後の出力電流値のd軸及びq軸の目標電流値に対する誤差がそれぞれ電流指令値として演算され、この電流指令値がd−q軸逆変換されて三相の出力電流指令値として三相インバータ制御装置41に入力される。この三相インバータ制御装置41は、各相のインバータ制御装置が実施の形態1のインバータ制御装置1でそれぞれ構成されている。各相のインバータ制御装置は、互いに同期して三角波キャリア信号を発生させるように構成されている。上述の三相の出力電流指令値は各相のインバータ制御装置1にそれぞれ入力される。従って、図1において、出力指令値として、各相の出力電流指令値が変調率値演算器2に入力される。ゲート駆動回路15から出力されるゲート駆動信号がインバータ23の各相のスイッチSWu,SWv,SWwの一対のスイッチング素子51〜56のゲートに入力される。【0050】このように構成された本実施の形態の電動機制御システムでは、インバータ23の出力電流が検出され、この検出された電流値に基づいてd軸及びq軸の電流指令値が生成され、このd軸及びq軸の電流指令値に基づいてインバータ制御装置1が各相のゲート信号を出力する。インバータ23の各相のスイッチSWu,SWv,SWwは、このゲート信号に従ってスイッチングして、図2の中段の波形図に示すPWM信号Spの波形に中実な波形を有する電圧がインバータ23の各相において出力される。このインバータ23の出力電圧が同期電動機Mに印加されて、インバータ23に出力電流(負荷電流)が流れる。この出力電流は、同期電動機Mの誘導性負荷によって平滑化されて実質的に正弦波となる。これにより、インバータの出力電流がフィードバック制御され、この制御を通じて、同期電動機Mの負荷電流の瞬時値が制御される。表した場合に、図2の下段の波形図に示すように、従来(比較形態)に比べて小刻みに階段状に変化する波形を有するものとなる。このため、従来に比べて、各相の負荷電流の歪が低減され、その結果、同期電動機における発熱が低減される。インバータ23に入力されるゲート信号(PWM信号)のパルス周期が従来と同じであるので、インバータ23のスイッチング回数が増大することはない。(実施の形態3)図5は本発明の実施の形態3に係る電動機制御システムの概略の構成を示す回路図である。図5において図14おける構成要素と同一又は相当する構成要素には同一符号を付してその説明を省略する。図5に示すように、本実施の形態の電動機制御システムは、実施の形態2の電動機制御システムにおいて、インバータ23の出力側と同期電動機Mとの間に、フィルタリアクトルL1〜L3とフィルタキャパシタC1〜C3とからなる三相のLCフィルタが挿入されたものである。その他の点は、実施の形態2と同様である。【0053】このように構成された本実施の形態の電動機制御システムでは、三相のLCフィルタによって同期電動機Mの負荷電流の波形歪が低減されるが、上述のように、インバータ制御装置1から出力されるPWM信号Spの効果によって、同期電動機Mの負荷電流の波形歪が低減されているので、波形歪を従来と同レベルまで低減するために要求されるLCフィルタの波形歪低減能力は低くて済む。従って、その分、LCフィルタを小型化することができる。(実施の形態4)本発明の実施の形態4は、インバータを並列運転する電動機制御システムを例示したものである。図6は本実施の形態に係るインバータ制御装置の概略の構成を示すブロック図である。図7は本実施の形態に係る電動機制御システムの概略の構成を示す回路図である。図8は図7の電動機制御システムの動作を示す波形図である。図9は図8のA部に代わる他の波形を示す波形図である。図6において図1における要素と同一又は相当する要素には同一符号を付してその説明を省略する。図7において図5における要素と同一又は相当する要素には同一符号を付してその説明を省略する。図8及び図9において、図2と同一又は相当する部分には同一符号を付してその説明を省略する。図7に示すように、本実施の形態の電動機制御システムでは、三相交流電源21に対し、2台のコンバータ22A,22Bが互いに並列に接続され、この2台のコンバータ22A,22Bに、2台のインバータ23A,23Bがそれぞれ接続されている。2台のコンバータ22A,22Bの出力側は相互に結線されている。2台のインバータ23A,23Bは、それぞれ、実施の形態3のインバータで構成されている。この2台のインバータ23A,23Bの出力側は、U相、V相、及びW相の各相について、相間変圧器TRu,TRv,TRwによってそれぞれ磁気結合を生じるようにして並列に接続されている。この相間変圧器TRu,TRv,TRwによって、2台のインバータ23A,23B間の電流がバランスされる。この相間変圧器TRu,TRv,TRwの出力側に三相同期電動機Mが接続されている。2台のインバータ23A,23Bの出力側にはフィルタリアクトルL11,L12,L21,L22,L31,L32とフィルタキャパシタC1〜C3とが適宜配設されていて、これらによって三相のLCフィルタが構成されている。【0056】2台のインバータ23A,23Bは、それぞれ、三相インバータ制御装置41A,41Bによって制御される。これらの三相インバータ制御装置41A,41Bは、以下に述べる点を除き、実施の形態2の三相インバータ制御装置41と同様にそれぞれ構成されている。【0057】2台の三相インバータ制御装置41A,41Bは、互いに180度位相が異なる三角波キャリア信号を発生するように構成されている。本実施の形態では、各々の三相インバータ制御装置41A,41Bの各相のインバータ制御装置は、図6に示すインバータ制御装置1で構成されている。図6に示すように、本実施の形態に係るインバータ制御装置1は、以下の点を除き、図1のインバータ制御装置1と同じである。20とをさらに備えている。三角波発生器17は、三角波発生器12が発生する三角波キャリア信号より90度位相が進んだ三角波キャリア信号を発生する。20には、変調率値切替器10からPWM信号生成器11に入力される変調率値が入力される。三角波切替器18は、三角波切替信号が入力されていない時は、三角波発生器12から入力される三角波キャリア信号をPWM信号生成器11に入力し、三角波切替信号が入力されている間は、三角波発生器17から入力される三角波キャリア信号をPWM信号生成器11に入力する。13は、三角波切替信号が入力されていない時は、三角波発生器12から入力される三角波キャリア信号に基づいて変調率値切替信号を発生し、三角波切替信号が入力されている間は、三角波発生器17から入力される三角波キャリア信号に基づいて変調率値切替信号を発生する。これにより、他の2相のインバータ制御装置の変調率値切替器が読み出した2つの変調率値の一方が正の値であり他方が負の値である場合には、PWM信号生成器11は、三角波発生器12が発生する通常位相の三角波キャリア信号に基づいてPMW信号を生成し、それらがともに正の値又は負の値である場合には、PWM信号生成器11は、三角波発生器17が発生する位相が90度進んだ三角波キャリア信号に基づいてPMW信号を生成する。次に、以上のように構成された電動機制御システムの動作を、図6乃至図9を参照しながら説明する。以下では交流電動機Mに入力される三相電力のU相及とV相との相間電圧を例にとり説明するが、V相及とW相との相間電圧及びW相及とU相との相間電圧もこれと同様である。【0061】まず、図9について説明する。TRvの出力電圧Vaの波形図、及びU相及とV相との相間電圧U−Vの波形図を示している。三角波キャリア信号の波形図を除き、これらの波形図では、見やすくするため、横軸の図示を省略している。上段の三角波キャリア信号の波形図において、符号Sc1は三相インバータ制御装置41Aの各相のインバータ制御装置1において三角波発生器12が発生する通常位相の三角波キャリア信号を示し、符号Sc2は三相インバータ制御装置41Bの各相のインバータ制御装置1において三角波発生器12が発生する通常位相の三角波キャリア信号を示す。三角波キャリア信号Sc1と三角波キャリア信号Sc2とは互いに180度位相が異なっている。後半周期をそれぞれ示す。相間変圧器TRuの出力電圧Uaは、(U1+U2)/2であり、相間変圧器TRvの出力電圧Vaは、(V1+V2)/2である。【0064】この電動機制御システムでは、2台の三相インバータ制御装置41A,41Bは互いに180度位相の異なる三角波キャリア信号Sc1,Sc2をそれぞれ発生する。Sm21を、順次、三角波キャリア信号Sc1と比較してPWM信号を生成する。すると、図8の上から2番目の段の波形図に示すように、このPWM信号の波形に忠実な波形を有する電圧U1がインバータ23AのU相に出力される。Sm21を、順次、三角波キャリア信号Sc2と比較してPWM信号を生成する。すると、図8の上から3番目の段の波形図に示すように、このPWM信号の波形に忠実な波形を有する電圧U2がインバータ23BのU相に出力される。すると、これらの電圧U1,U2が相間変圧器TRuで電流バランスされて、図8の上から4番目の段の波形図に示すような波形を有する電圧Uaが相間変圧器TRuに出力される。Sm22を、順次、三角波キャリア信号Sc1と比較してPWM信号を生成する。すると、図8の上から5番目の段の波形図に示すように、このPWM信号の波形に忠実な波形を有する電圧V1がインバータ23AのV相に出力される。Sm22を、順次、三角波キャリア信号Sc2と比較してPWM信号を生成する。すると、図8の上から6番目の段の波形図に示すように、このPWM信号の波形に忠実な波形を有する電圧V2がインバータ23BのV相に出力される。すると、これらの電圧V1,V2が相間変圧器TRvで電流バランスされて、図8の上から7番目の段の波形図に示すような波形を有する電圧Vaが相間変圧器TRvに出力される。これにより、三相同期電動機Mに入力される三相電力のU相及とV相との相間電圧U−Vが、図8の最下段に示すような波形を有するものとなる。【0065】ところで、この相間電圧U−Vは、図8から明らかなように、二点鎖線で示す期間Aを除く部分では、パルスの発生周期(パルス周期)が、インバータを単独運転する場合に比べて半分(1/2)になっている。二点鎖線で示す期間Aでは、2倍になっておらず、インバータを単独運転する場合と同じである。これは、この期間Aでは、2つの相(ここではU相とV相)のインバータ制御装置1においてPMW信号生成に用いられる変調率値(Sm11とSm22との対、及びSm21とSm12との対)が、一方が正の値で他方が負の値となっている(この場合W相における変調率値は負の値である)からである。20が三角波切替信号を発生する(各相のインバータ制御装置1において、三角波キャリア信号を切替可能であるが、実際に三角波キャリア信号を切り替えるのは、このように、一方の相のインバータ制御装置1においてだけである)。すると、図9の上段の波形図に示すように、双方の三相インバータ制御装置41A,41BのU相のインバータ装置1では、通常より90度位相が進んだ三角波キャリア信号Sc3,Sc4にそれぞれ基づいてPMW信号が生成され、各々のPWM信号に忠実な波形の電圧U1,U2(図9に示さず)がそれぞれインバータ23A,23BのU相に出力される。これにより、相間変圧器TRuに、図9の中断の波形図に示すような波形の電圧Uaが出力され、U相とV相との相間電圧U−Vが図9の下段の波形図のBに示すような波形を有するものとなる。図8の期間Aにおいては、実際には、図9に示すような波形の電圧U−Vが出力される。この図9の電圧U−Vの波形では、パルス周期はインバータを単独運転する場合に比べて半分になっている。従って、本実施の形態では、常に、U相とV相との相間電圧U−Vのパルス周期が、インバータを単独運転する場合に比べて半分になる。換言すれば、PWM信号の周波数がインバータを単独運転する場合に比べて等価的に2倍になる。これは、V相及とW相との相間電圧及びW相及とU相との相間電圧においても同様である。このため、インバータを単独運転する場合に比べてリプル電流を低減することができる。その結果、同期電動機Mの発熱をさらに低減することができ、三相LCフィルタをさらに小型化することができる。表した場合に従来に比べて小刻みに階段状に変化する波形を有するものとなるので、相間変圧器TRu,TRv,TRwの騒音を低減することができる。(実施の形態5)図10は本発明の実施の形態5に係る電動機制御システムの概略の構成を示す回路図である。図10において図7と同一又は相当する要素には同一の符号を付してその説明を省略する。図10に示すように、本実施の形態では、実施の形態4の3台の相間変圧器TRu,TRv,TRwに代えて、2台の三相変圧器TRA、TRBが用いられている。三相のLCフィルタが省略されている。その他の点は実施の形態4と同様である。具体的には、2台の三相変圧器TRA、TRBでは、その一次巻線がデルタ結線されている。三相変圧器TRAの一次巻線にインバータ23Aの出力側が接続され、三相変圧器TRBの一次巻線にインバータ23Bの出力側が接続されている。三相変圧器TRA及び三相変圧器TRAの二次巻線は各相毎に互いに直列に接続され、このように各相毎に直列接続された2台の三相変圧器TRA,TRBの二次巻線がスター結線されている。このスター結線の各相の出力端子に三相同期電動機Mが接続されている。【0068】このように構成された電動機制御システムの動作は、実施の形態4とほぼ同様であるので、その説明を省略する。本実施の形態によれば、実施の形態4と同様に、リプル電流を低減することができ、その結果、同期電動機Mの発熱をさらに低減することができる。三相LCフィルタが配設される場合には、これをさらに小型化することができる。表した場合に従来に比べて小刻みに階段状に変化する波形を有するものとなるので、3層変圧器TRA,TRBの騒音を低減することができる。【0069】なお、上述の2台の三相変圧器TRA、TRBの結線に関しては、2台の三相変圧器TRA、TRBの一次巻線をそれぞれスター結線してもよく、また、2台の三相変圧器TRA、TRBの各相毎に互いに直列接続された二次巻き線をデルタ結線してもよい。このように結線しても、上記と同様の効果が得られる。【0070】なお、実施の形態2乃至5では、電圧型インバータを用いる電動機制御システムを説明したが、電流型インバータを用いる電動機制御システムにも同様に本発明を適用することができる。【0071】また、実施の形態2乃至5では、本発明を同期電動機の制御システムに適用する場合を説明したが、ブラシレスDCモータの制御システム、誘導電動機の制御システム等の他の電動機の制御システムにも同様に本発明を適用することができる。本発明のインバータ制御装置は、電動機制御システムに用いられるインバータ制御装置等として有用である。用途において有用である。【図1】本発明の実施の形態1に係るインバータ制御装置の概略の構成を示すブロック図である。【図2】図1のインバータ制御装置の動作を示す波形図である。【図3】比較形態のインバータ制御装置の動作を示す波形図である。【図4】本発明の実施の形態2に係る電動機制御システムの概略の構成を示す回路図である。【図5】本発明の実施の形態3に係る電動機制御システムの概略の構成を示す回路図である。【図6】本発明の実施の形態4に係るインバータ制御装置の概略の構成を示すブロック図である。【図7】本発明の実施の形態4に係る電動機制御システムの概略の構成を示す回路図である。【図8】図7の電動機制御システムの動作を示す波形図である。【図9】図8のA部に代わる他の波形を示す波形図である。【図10】本発明の実施の形態5に係る電動機制御システムの概略の構成を示す回路図である。※以下のタグをホームページ中に張り付けると便利です。収集に関しては慎重に行っておりますが、もし掲載内容に関し異議がございましたらお問い合わせください、速やかに情報を削除させていただきます。