スイッチング回数を増大することなく、インバータの出力の波形歪を低減することが可能なインバータ制御装置及びこれを用いた電動機制御システムを提供する。2は、前記変調率値として第1の変調率値及び第2の変調率値を演算し、PWM信号生成手段11は、第1の変調率値及び第2の変調率値を三角波の正の傾きを有する部分及び負の傾きを有する部分とそれぞれ比較することによって、第1の変調率値に比例する部分と第2の変調率値に比例する部分とからなる幅を有するパルスが三角波の周期に対応する周期で配列されてなるPWM信号を生成する。請求項1に記載のインバータ制御装置と、該インバータ制御装置が生成するPWM信号によってそのスイッチング素子のスイッチングが制御される前記インバータと、該インバータによって駆動される電動機と、を備えた電動機制御システム。従来の典型的なインバータ制御装置として、交流電動機を駆動する三相PWMインバータの制御装置が知られている(例えば、特許文献1参照)。この制御装置では、三相PWMインバータの3つのスイッチ(一対のスイッチング素子で構成される)のオンオフ信号(PWM信号)Su,Sv,Swは、三相の電圧指令に比例する変調率と三角波キャリア信号とを比較することによって得られる。変調率発生器の変調率Vu,Vv,Vwとキャリア発生器が出力する三角波Caとを比較器に入力し、比較器においてVu>CaならばSu=1、Vu>CaならばSu=0となるスイッチング信号Suを出力する。変調率Vv,Vwについても同様のスイッチング信号Sv,Swをそれぞれ出力する。三相PWMインバータはこれらのスイッチング信号Su,Sv,Swを入力され、Su=1ならばU相のスイッチをインバータの直流電源の正側に接続し、Su=0ならばU相のスイッチをインバータの直流電源の負側に接続する。V相及びW相のスイッチも同様に動作する。これにより、三相の電圧指令に比例する三相の電圧がインバータから出力されて交流電動機が駆動される。【0003】ところで、上述のPWM信号を入力されたインバータでは、例えば電圧型インバータの場合、出力電圧はPWM信号に忠実な波形を有するものとなり、出力電流は誘導性負荷やフィルタ等により平滑化された波形を有するものとなる(電流型インバータではこの逆になる)。この場合、三角波キャリア信号によるPWM信号は、キャリア信号を構成する三角波の周期でパルスが配列されたパルス列信号のパルス幅を、変調信号に相当する、インバータに対する出力電流指令で変調して生成される信号である。従って、このPWM信号の復調信号に相当するインバータの出力電流の波形は、その周波数(変調信号の周波数に相当)に比べて、三角波キャリア信号の周波数が高い程、滑らかなものとなり、高調波が少なくなる。インバータの出力電流の波形は、三角波キャリア信号の周波数が高い程、誘導性負荷やフィルタ等により平滑化され易くなる。インバータの用途によっては、高い周波数でかつ大きな出力が要求される場合がある。回転速度が高くかつ出力が大きい(以下、高速回転でかつ大出力という)電動機を駆動する場合が該当する。インバータを構成するスイッチング素子はPWM信号の1つのパルスで2回スイッチングする(オン及びオフする)ので、三角波キャリア信号の周波数を高くすると、当該スイッチング素子のスイッチング回数が増大してそのスイッチング損失が増大する。このスイッチング損失の増大は、高速回転でかつ大出力の電動機ではその効率を低下させるため好ましくない。従って、このような高速回転でかつ大出力の電動機を駆動するインバータの制御装置では、三角波キャリア信号の周波数をある限度以上に高くすることができない。その結果、インバータの出力の周波数に三角波キャリア信号の周波数が近づいてしまい、インバータの出力における波形歪が大きくなるという問題があった。本発明はこのような課題を解決するためになされたもので、スイッチング回数を増大することなく、インバータの出力の波形歪を低減することが可能なインバータ制御装置及びこれを用いた電動機制御システムを提供することを目的とする。上記課題を解決するために、本発明のインバータ制御装置は、PWM指令値である変調率値を三角波から成るキャリア信号と比較することによって前記変調率値に比例する幅を有するパルスが前記三角波の周期に対応する周期で配列されてなるPWM信号を生成し、該PWM信号によってインバータのスイッチング素子のスイッチングを制御する、インバータ制御装置において、前記変調率値として第1の変調率値及び第2の変調率値を演算し、該第1の変調率値及び第2の変調率値を前記三角波の正の傾きを有する部分及び負の傾きを有する部分とそれぞれ比較することによって、前記第1の変調率値に比例する部分と前記第2の変調率値に比例する部分とからなる幅を有するパルスが前記三角波の周期に対応する周期で配列されてなるPWM信号を生成する。【0007】このような構成とすると、キャリア信号を構成する三角波の1周期内で変調率値が2回変更されるので、この変調率値(第1及び第2の変調率値)の変更周期で平均したインバータの出力が小刻みに変化するものとなり、その結果、波形歪が低減される。第1の変調率値に比例する部分と第2の変調率値に比例する部分とからなる幅を有するパルスが三角波の周期に対応する周期で配列されてなるPWM信号を生成するので、PWM信号におけるパルスPの発生周期が、三角波キャリア信号の周期と同じになる。従って、スイッチング回数を増大することなく、インバータの出力における波形歪を低減することができる。【0008】インバータ制御装置は、前記第1の変調率値及び第2の変調率値を演算する変調率値演算手段と、前記三角波から成るキャリア信号を生成するキャリア信号生成手段と、前記第1の変調率値及び第2の変調率値を前記三角波の正の傾きを有する部分及び負の傾きを有する部分とそれぞれ比較することによって前記PWM信号を生成するPWM信号生成手段とを備えていてもよい。前記制御周期における前記三角波の谷点から頂点までの半周期及び頂点から次の谷点までの半周期に対応させてそれぞれ前記第1の変調率値及び第2の変調率値を演算し、前記PWM信号生成手段は前記1制御周期毎に前記PWM信号の前記パルスを発生してもよい。前記制御周期の始点近傍において前記インバータの出力を取得し、該取得した出力に基づいて前記インバータの出力の前記三角波の谷点及び頂点に対応する位相における前記PWM指令値をそれぞれ前記第1の変調率値及び第2の変調率値として演算してもよい。前記演算した前記第1の変調率値及び第2の変調率値を前記第1及び第2のレジスタセットの前半周期用レジスタ及び後半周期用レジスタに書き込むものであり、前記書き込み先切替手段は、前記三角波の位相に基づいて、1つの前記制御周期で演算された前記第1の変調率値及び第2の変調率値が、第1のレジスタセット及び第2のレジスタセットに交互に書き込まれかつ各レジスタセットにおいてそれぞれ前半周期用レジスタ及び後半周期用レジスタに書き込まれるように、前記第1の変調率値及び第2の変調率値の書き込み先を切り替えるものであり、前記読み出し手段は、前記三角波の位相に基づいて、1つの前記制御周期で演算された前記第1の変調率値及び第2の変調率値を、前記第1のレジスタセット及び第2のレジスタセットのうちの前記変調率演算による書き込みが行われていない方のレジスタセットの前半周期用レジスタ及び後半周期用レジスタからそれぞれ読み出すものであり、前記PWM信号生成手段は、前記読み出された前記第1の変調率値及び前記第2の変調率値を用いて前記PWM信号を生成するものであってもよい。複数の互いに並列に接続された前記インバータに対し、それぞれ、前記PWM信号を生成し、各々のPWM信号によって各々の前記インバータのスイッチング素子のスイッチングを制御し、かつ前記複数のインバータに対応する各々の前記PWM信号を生成するために用いる前記三角波の位相を互いに異ならしめてもよい。【0013】このような構成とすると、PWM周波数を等価的に高くすることができるので、出力のリプルを低減することができる。前記インバータ制御装置は前記複数のインバータに対応する各々の前記PWM信号を生成するために用いる前記三角波の位相をずらしてもよい。【0015】このような構成とすると、複数のインバータによって多相交流を出力する場合において、当該複数のインバータに対応する各々のPWM信号を生成するための三角波の位相を適宜ずらすことによって、PWM信号を適切に高くすることができる。前記インバータは正弦波交流電力を出力するものであってもよい。前記インバータは三相の正弦波交流電力を出力するものであり、前記インバータ制御装置は、各相について前記PWM信号を生成し、該PWM信号によって前記インバータの各相のスイッチング素子のスイッチングを制御してもよい。【0018】また、本発明の電動機制御システムは、請求項1に記載のインバータ制御装置と、該インバータ制御装置が生成するPWM信号によってそのスイッチング素子のスイッチングが制御される前記インバータと、該インバータによって駆動される電動機と、を備えたものである。本発明は以上に説明したように構成され、インバータ制御装置及びこれを用いた電動機制御システムにおいて、スイッチング回数を増大することなく、インバータの出力の波形歪を低減することができるという効果を奏する。以下、本発明の好ましい実施の形態を、図面を参照しながら説明する。(実施の形態1)図1は本発明の実施の形態1に係るインバータ制御装置の概略の構成を示すブロック図である。図2は図1のインバータ制御装置の動作を示す波形図である。最初に、本実施の形態のインバータ制御装置の制御対象であるインバータについて説明する。インバータには電圧型インバータと電流型インバータとがある。電圧型インバータでは、その出力電圧の波形が、入力されるPWM信号(正確にはゲート信号)の波形に忠実な波形となり、電流型インバータでは、その出力電流の波形が、入力されるPWM信号の波形に忠実な波形となる。インバータがいずれのタイプであるかは、インバータ制御装置の構成には本質的に無関係である。従って、以下では、インバータが電圧型である場合を述べるが、以下に述べるインバータ制御装置1は、インバータが電流型である場合にも、実質的にそのまま適用できる。インバータの出力波形は、一般には正弦波であるので、以下では正弦波である場合を述べるが、以下に述べるインバータ制御装置1は、インバータの出力波形が他の波形である場合にも、実質的にそのまま適用できる。図1及び図2において、本実施の形態のインバータ制御装置1は変調率値演算器2を備えている。変調率値演算器2はマイコン等の演算器で構成されていて、インバータ(図1及び図2に不図示)の出力指令値(以下、単に出力指令値という)が入力される。この出力指令値は、インバータの駆動対象の電流を制御する場合は電流値であり、電圧を制御する場合は電圧値である。(第2の変調率値)Sm2とを演算する。【0023】ここで、まず、図2について説明する。図2において、上段の波形図は変調率(出力指令)Sm及び三角波キャリア信号Scの波形を示す。この波形図において、横軸は位相を示し、縦軸は変調率及び三角波キャリア信号の出力(以下、三角波出力と略す場合がある)を示す。符号61及び62は、それぞれ、三角波キャリア信号Scの谷点及び頂点を示す。本明細書においては、便宜上、三角波キャリア信号Scの最小値となる点及び最大値となる点をそれぞれ谷点及び頂点と呼ぶ。Tは制御周期を示し、Taは前半周期を示し、Tbは後半周期を示す。図2では横軸が位相を示しているので、正確に言えば、T,Ta,Tbは、それらの周期に相当する位相区間を指し示している。本明細書では、制御周期Tは、インバータの出力のサンプリング間隔を意味している。従って、図1において、出力指令値は制御周期T毎に変調率値演算器2に入力される。ここでは、三角波キャリア信号Scの谷点61から次の谷点61までの期間が制御周期Tとして設定されている。三角波キャリア信号Scの谷点61から頂点62までの期間及び頂点62から次に谷点61までの期間が、それぞれ前半周期Ta及び後半周期Tbとして設定されている。前半周期Taと後半周期Tbとはその長さが等しい、すなわち、これらの長さは、制御周期Tの半分である。中断の波形図は、PWM信号Spの波形を示す。この波形図において、横軸は位相を示し、縦軸はPWM信号の出力(以下、PWM出力と略す場合がある)を示す。符号Pはパルスを示す。ここでは、PWM信号Spの出力は「0」と「1」との2値を取るものと仮定する。従って、PWM信号SpにおいてはパルスPの値は「1」である。Sm2に比例する部分を示す。下段の波形図は中段のPWM信号に対応するインバータの出力電圧を模式化した波形図である。中段のPWM信号を入力すると、インバータには、入力されたPWM信号の波形に忠実な波形の、パルス列からなる出力電圧が現れる。いう)を波形図として表して模式化したものである。この波形図を用いると、後述するように、本発明と従来例との相違を明確に表すことができる。