[0001]【発明の背景】この発明は一般に電気インピーダンス測定器に関し、特に、複素インピーダンスを測定するためにパルスを用いるインピーダンス測定器に関する。(DUT)の1対の端子の間の電気インピーダンスを測定するためにさまざまな電子器具が存在する。オームの単位で表わされるインピーダンスは、DUTにかかる電圧Vに対する、DUTを通る電気電流Iの関係を規定する。単純な場合、DUTの電圧および電流が同相であるようインピーダンスは純粋な抵抗であってもよい。この関係は、R=V/Iであって、Rが抵抗である、オームの法則によって支配される。DUTに容量性または誘導性素子からのかなりの量のリアクタンスがあるときにはインピーダンスはまた複素であってもよい。このように複素インピーダンスは抵抗成分RおよびDUTを通る電流によって電圧を進ませるまたは遅らせることを引き起こすリアクタンス成分Xからなる。複素インピーダンスZはZ=R+jXの式で表わされることが多い。複素インピーダンスは周波数の関数として典型的に変化し、したがってユーザは意味のある複素インピーダンス値を得るためには、有益な周波数の範囲を特定しなければならない。R(f)+jX(f)となり、ここでfは有益な周波数である。frequency.【0003】1−ポートのデバイスの複素インピーダンスを定めることのできる電子測定器は、ベクトルネットワークアナライザと電子コンポーネントアナライザとを含む。ベクトルネットワークアナライザとコンポーネントアナライザとは密接に関係し、似た態様で動作し、測定された複素インピーダンス情報がどのように処理され、かつ表示されるかという点において主に異なる。ベクトルネットワークアナライザは線図で、典型的には周波数に対するインピーダンスの形で複素インピーダンスを表示する。コンポーネントアナライザは、インピーダンス情報を線図で表示することに加えて、抵抗器にかかって起こる寄生キャパシタンスのような電子コンポーネントパラメータを数学的にモデル化するようインピーダンス情報を用いることが多く、これは分路R−C回路としてモデル化される。新しい器具の設計は、今までは一方または他方の型の器具のみに見られた特徴をより多く組込むことによって、ベクトルネットワークアナライザとコンポーネントアナライザとの違いをさらにわかりにくくする。analyzer.【0004】ベクトルネットワークアナライザおよびコンポーネントアナライザの両方は、高周波数の連続波(CW)信号の形で、DUTの2つの端子にかけて入射信号を与える。これらのアナライザは、選択された範囲の周波数にわたって反射信号を受信するよう線形受信器を用いるため、入射信号は、高いスペクトル純度を有する掃引された周波数の正弦波の形に普通はある。その後器具は、結果として生じた、DUTからの反射信号を測定し、かつ大きさおよび位相の両方によって表わされる反射損失の測定値に達する、公知のインピーダンスを有する基準抵抗器からの反射信号とそれとを比較することによって、入射信号に対するDUTの反応が定められる。反射損失の測定値から、DUTの2つの端子の間のインピーダンスが計算できる。ベクトルネットワークアナライザおよびコンポーネントアナライザは、掃引された周波数の正弦波の測定値を典型的に提供するため、周波数に対する反射損失または周波数に対するインピーダンスのグラフは、有益な周波数の範囲を特定することによって得られるだろう。right.【0005】インピーダンスおよび反射損失を測定することにおいては優れた精度を提供することができるものの、ベクトルネットワークアナライザは値段が高く、複雑でかつかさばる傾向がある。したがってベクトルネットワークアナライザはフィールドサービスの用途よりもむしろ実験室およびベンチの上での用途に限られる。利用できるベクトルネットワークアナライザのうち非常に高性能のサブセットしか、数学的変換を用いて距離情報を引出すことができない。limitでのインピーダンスまたは反射損失の起こり得る原因を追跡し、その不良場所を探すことに、限られた能力しか提供しない。impedance,技術において周知の態様で、遅延反射率計(TDR)によって行なわれ得る。TDRは、既知の大きさの入射パルスをDUTに入力し、結果として生じた反射信号を測定することによってインピーダンスの測定を行なう。入射パルスの幅は非常に狭く、典型的には10ナノセカンドよりも狭く作られ得るため、TDRは高分解能を有する伝送ラインに沿って、時間の関数としてインピーダンスを測定することができる。このようにTDRは、信号を中断し得る不連続部を検出することによって伝送ラインの障害を追跡することができ、同軸ケーブルおよびツイストペアを含む伝送ラインに沿ってインピーダンスを測定することに最もよく適用される。line,かつその場所を探しあてることを可能にするという利点があり、この特徴はフィールドサービスの用途に特に所望される。伝送ラインを通る信号の伝搬速度がわかっているならば、伝送ラインに沿った、器具から故障点まで距離を定めるために入射パルスと反射パルスとの間の遅延が用いられるだろう。フィールドサービスの用途のための簡素で費用が安い携帯式TDRはこのような測定を行なうために商業的に入手可能である。measurements.【0007】TDRによるインピーダンス測定を行なう際に、入射パルスの一部分としての反射パルスの大きさは、TDRの出力インピーダンスを参照して、伝送ラインに沿ったいかなる所与の点における特有なインピーダンスを計算するために用いられ得る。多くの場合において、TDR測定は、伝送ラインの、特有なインピーダンスを与え、かつ伝送ラインに沿った不連続部を探しあてることに適する。TDR測定は、アナログ技術を用いて、時間に対する大きさの情報しか提供しない。time.パルスが送り出されると、アナログ追跡は水平表示に沿って掃引され、反射信号の電圧レベルによって垂直に偏向される。DUT,周波数に対するインピーダンスを測定せず、むしろそのパルス応答のみを表示する。したがって、複素インピーダンスと反射損失とを測定する、費用が安い携帯式のパルスベースのインピーダンス測定器を提供することが所望される。[0008]【発明の概要】この発明に従って、パルスベースのインピーダンス測定器が提供される。ソース抵抗Rsおよびピーク電圧Vsを備えたパルス発生器が1対のテスト端子に結合される。サンプルホールド回路と、アナログデジタル変換器と、捕捉メモリとからなるディジタイザ回路は、パルス応答測定の間テスト端子にかかっている電圧Voの時間記録をもたらす。時間記録は、繰返し刺激パルスを発生し、かつ応答信号の電圧Voをサンプリングすることによってもたらされ、その得られた時間記録は高い分解能を有する。時間記録は、元の応答信号に沿った時間に対応してメモリの位置に記憶されたデジタル測定値のアレイである。このため時間記録は、応答信号の、デジタル的にサンプルされた等価物となり、これは応答信号を再生するために用いられるまたは高速フーリエ変換(FFT)によって周波数領域表現に変換され得る。microprocessor,技術においては周知の態様で、時間情報に対する電圧を周波数情報に対する電圧、すなわち周波数領域表現に変換する。周波数領域表現は、複素インピーダンスを計算するために必要な、応答信号の位相コンポーネントを保つよう、現実および想像上のコンポーネントで、1組の複素値として維持される。1組の複素較正定数を発生するよう既知の抵抗値を有する1組の較正抵抗器を測定することによって、インピーダンス測定器は周波数に対する複素インピーダンスの測定値を提供することができる。(FFT)アルゴリズムを用いて、各較正抵抗器のパルス応答を周波数領域表現に変換することによって較正される。さまざまな較正抵抗器によって周波数領域表現となった1組の較正測定値は、各周波数に対する複素較正定数の値を求めるために用いられる1組の、周波数に対する電圧値を表わす。このため、各周波数に対して1組である、一連の線形方程式全体が、周波数に対する複素較正定数を求めるために解かれなければならない。各周波数に対する、記憶された較正定数は、周波数によってインデックスされた複素較正値のデータアレイの形で何ヵ月にもわたる長い時間記憶され、測定器具が再び較正されるときにのみ更新される。frequency,Vo(f)として表わされる、周波数に対する応答電圧の周波数記録がもたらされる。Vo(f)および関連した複素較正定数から計算される。constant.【0011】この発明の1つの目的は、安い費用の携帯式インピーダンス測定器を提供することである。instrument.【0012】この発明の別の目的は、選択された範囲の周波数にわたる複素インピーダンスを測定する、パルスベースのインピーダンス測定器を提供することである。instrument.【0013】この発明のさらなる目的は、高速フーリエ変換を用いて周波数の関数としての、パルスベースの複素インピーダンス測定値を得る方法を提供することである。measurements.【0014】他の特徴、達成、および利点は添付の図面と関連して読まれると、以下の詳細な説明から当業者には明らかになるだろう。12,この発明に従ったインピーダンス測定器10の図である。示されるような伝送ライン12は、示されるようにコネクタ14によって互いに結合された、さまざまな長さの任意の数のケーブルセグメント16を含んでもよく、両端部に1組のコネクタ18を備える。伝送ライン12はコネクタ18のうち一方を介して測定器10に結合される。他方のコネクタ18に結合されるのは、伝送ライン12に抵抗性終端を提供する終端抵抗20である。12の特定の特有なインピーダンスに実質的に合うよう選択される。20は100オームの抵抗器である。(LAN)を保守および維持する場合、伝送ライン12の複素インピーダンスおよび反射損失が測定されることが所望される。複素インピーダンスから引出される反射損失は、世界の多くの地域ではLANケーブルシステムの認証のためのフィールドテストの要件になりつつある。これに代わって、測定器10に結合されたDUTは複素インピーダンスが測定されることが所望される受動抵抗器、キャパシタ、またはインダクタネットワークのような一般的ないかなる1−ポートの電気回路網の形をしてもよい。the.【0017】図2は、この発明に従ったインピーダンス測定器10の簡略ブロック図である。インピーダンス測定器10は1−ポートのDUT50に結合されて示される。1−ポートのデバイスを測定するために刺激信号および応答信号が同じポートに結合される。DUT50は、好ましい実施例の図1に示されるように伝送ライン12および終端20に対応する。DUT50に結合される。DUT50からの応答信号はサンプルホールド回路(S/H)の入力に結合され、これは離散的な電圧サンプルを発生するよう、サンプル入力で受け取られるサンプルトリガ信号に応答する電圧レベルをとらえる。離散的な電圧サンプルはアナログデジタル変換器(ADC)56に結合され、これは、トリガ入力で受信されたADCトリガ信号に応答するデジタル測定値にサンプルを変換する。signal,選択された時間値に対応する場所でデジタル測定値を記憶する。捕捉時間コントローラ(ATC)60は、捕捉メモリ58に応答信号の時間記録をアセンブルするために、応答信号を繰返しサンプリングするプロセスを調整するよう、パルストリガ信号と、サンプルトリガ信号と、ADCトリガ信号と、メモリトリガ信号とを発生する。この発明においては、十分な振幅および時間精度で100メガヘルツまでの複素インピーダンス測定値を提供するために、1秒につき500メガサンプルの等価サンプリング速度が選ばれた。デジタル方式でアナログ信号をサンプリングすることのできる他の回路は商業的に入手可能であり、等価サンプリング速度および測定精度が、意図された出願を支持するよう、適切である場合に代用されてもよい。58にあるメモリの位置に記憶されるデジタル測定値のアレイである。(FFT)によってその周波数領域表現に変換される応答信号の、デジタル方式でサンプルされた等価物となる。パルス応答測定が完了した後、捕捉メモリ58は応答信号の、完了したデジタル時間記録を含む。この発明に従った反復的なサンプリングプロセスの詳細が以下にさらに説明される。below.【0020】マイクロプロセッサ62は、一般的な測定器の動作および制御機能を行なうようプログラムされた、商業的に入手可能なさまざまなマイクロプロセッサのうちいずれからなってもよい。66、表示装置68、キーパッド70、メモリ72および捕捉メモリ58を含むさまざまな測定器のコンポーネントにデジタルデータバス64を介して接続される。マイクロプロセッサ62はパルス応答測定プロセス全体を制御するようATC60にさらに結合される。デジタル時間記録はさらなる数学的演算および表示のために、捕捉メモリ58からメモリ72の中に移動されてもよい。72.【0021】キーパッド70および表示装置68は測定器と使用者とのインタフェースをなす。knob,スイッチまたは他の商業的に入手可能な入力デバイスを含んでもよい。70は、文字およびグラフを表示することができるドットマトリクス方式の液晶表示装置(LCD)である。メモリ72は、デジタル時間記録、較正データおよび測定プロセスに必要な他の情報を記憶するのに十分なメモリ容量を有する、商業的に入手可能なランダムアクセスメモリ(RAM)である。(RAM).【0022】この発明を実施するためには必要ではないが、DSP66は、マイクロプロセッサ62に選ばれたような汎用マイクロプロセッサよりも実質的に速い態様で高速フーリエ変換(FFT)を行なうよう最適化された、商業的に入手可能なマイクロプロセッサである。equivalents,かつ測定器10の全体的な測定スピードおよびスループットを実質的に上げるよう好ましい実施例において含まれる。increase.【0023】測定器10は測定器用コネクタ74を介してDUT50に結合される。DUT50はツイストペアのケーブルのような伝送ライン12の形であることが多いため、測定器コネクタ74は、差動的な態様でツイストペアのケーブルの平衡ラインを駆動するよう、測定器の接地を基準とした単一の不均衡ラインを、平衡ライン出力に変換する手段を組込まなければならない。バラン(図示せず)と一般に呼ばれる、不均衡から平衡への変圧器が、この作業を達成するために好ましい実施例において用いられる。task.【0024】図3AからDは、高時間分解能でパルス応答のデジタル時間記録を得るための反復的なデジタルサンプリングのプロセスを示す図である。反復的なデジタルサンプリングはこの発明において、リアルタイムのサンプリング技術で可能な、サンプルされたパルス応答測定値の高時間分解能よりも高い高時間分解能を得るよう用いられる。DUT50の中に誘導され、これは各反復にわたって実質的に同一である応答信号を返す。応答信号の各反復の電圧サンプルは、反応パルスからの所望された遅延でサンプルされる。record,各所望された遅延に対応するメモリ位置において、捕捉メモリ58に集められる。遅延は高い時間分解能で選択されてもよいため、比較的高い、等価時間サンプリング速度が可能である。好ましい実施例において、サンプルされたパルス応答の時間分解能は、2ナノセカンドであり、これは4メガヘルツのリアルタイムのサンプリング速度を有するADC56を用いて得られる。MHz.【0025】図3Aでは、(図2に示される)パルス発生器52によって、一連の刺激パルス100が発生される。例示の目的で、1つのサンプルトリガ102が1つの刺激パルス100につき発生される。この発明の好ましい実施例は1つの刺激パルス100につき16のサンプルトリガ102を用いる。ADC56の、所望される反復速度および利用できるサンプリング速度に依存して、より多くのまたは少ないサンプルトリガ102が選択されてもよい。ΔT1~ΔT4で示されるサンプルトリガ102は、S/H54が刺激パルスに対する応答信号をサンプルするときに決定する。図3Cでは、各刺激パルスに対して同じ応答信号が受け取られる。ΔT1~ΔT4にある。図3Dでは、所望された遅延に従って各測定値が集められると、その測定値は遅延に従って捕捉メモリ58に配置される。sequentially,たとえば捕捉メモリ58において左から右であってもよく、またはランダムであってもよい。ランダムなおよび逐次的なデジタルサンプリング技術は当該技術分野において既に知られており、この発明を実施するためにいずれも用いられ得る。10,全体的な測定プロセスのフロー図をなす。「開始」と明示されたプロセス200は、全体的な測定プロセスを開始し、これは測定器10をオンにすると同時にまたはキーパッド70を介するオペレータの命令を通して自動的に初期化されてもよい。70.【0027】「較正抵抗器を挿入せよ」と明示されたプロセス210は、既知の抵抗値を有する較正抵抗器と測定器10とを結合することを伴う。extracted,異なった抵抗値を有する1組の較正抵抗器を測定することが好ましい実施例において必要とされる。好ましい実施例において測定器10の較正は、測定器のオペレータが適切な較正抵抗器を挿入するよう促され、測定結果が自動的に記憶され、かつ処理されるマイクロプロセッサ62の制御の下で、自動化したシーケンスとして実施される。較正抵抗器は、基準値であって、それに対して測定器10がインピーダンス測定を行なうものを形成するため、その組の較正抵抗器の絶対精度は、測定器10の測定精度を決定する。10.【0028】「較正パルス応答を測定せよ」と明示されたプロセス220において、較正抵抗器の較正パルス応答が測定される。変換され、メモリ72に記憶される。is.【0030】「最後の較正抵抗器か?」と明示されたプロセス235において、その組の最後の較正抵抗器が測定されたかどうかに関する判断が下される。230は、その組に残る各較正抵抗器に対して繰り返される。set.【0031】「較正値K(f)を計算せよ」と明示されたプロセス240において、周波数fの各々に対する較正値が、その組の較正抵抗器の各々のパルス応答の周波数領域表現から計算される。較正値は、電源電圧およびインピーダンスのような、パルス発生器52の“未知の”値を一次方程式を用いて求めるために用いられる。equations.刺激パルスの振幅およびパルス発生器のソース抵抗が正確に知られておらず、かつ経時的に制御されていないという理由により、既に知られており、経時的に制御される2つの異なった値を持つ少なくとも2つの較正抵抗器を測定することが必要である。最終的には、未知のインピーダンスが測定器10に結合されると、インピーダンスは、測定された応答信号から計算され得、較正抵抗は基準抵抗器の測定値から計算され得る。較正定数は、複素値であり、周波数によって基準とされたアレイとしてメモリ72に記憶される各較正定数は現実および想像上のコンポーネントを含む。necessary0の全体的な較正手続を含む。好ましい実施例において、このような較正定数は頻繁にではなく、較正の間が1年を超える期間で得られるだけでよい。constants,長期間ベースで、普通はメモリ72の測定器10に記憶される。DUT"DUT50が測定器コネクタ74に結合される。図1に示されるようにDUT50が伝送ライン12の形にある場合は、コネクタ18は測定器コネクタ74の中に挿入される。58に時間記録として記憶される。DUT50の端子で測定された、周波数に対する複素インピーダンスはパルス応答の周波数領域表現から計算され得る。プロセス240で計算され、プロセス250で記憶された較正定数285はインピーダンス値の計算に不可欠な部分である。values.【0037】「周波数に対する反射損失を計算せよ」と明示されたプロセス290において、インピーダンスを表示するさらなる方法が、反射損失によって提示される。反射損失は、伝統的なネットワークアナライザから借用された測定値であって、この伝統的なネットワークアナライザは、測定データをこの形式で表示することが多く、多くの応用に関する要件は依然として反射損失によって特定されている。反射損失は、システムの既知の特有なインピーダンスに対して測定される、複素インピーダンスの単純な数学的変換である。この発明において、複素インピーダンスを反射損失測定値に変換する付加的な工程は以下の式の適用を含む。290で計算された測定情報が測定器10の表示装置68に線図でまたは数字で表示され得る。Impedance,R+jXの形で、各周波数に対して現実および想像上のデータの両方を含むので、たとえば数ある中で、周波数に対する現実および想像上のコンポーネント、周波数に対する大きさおよび位相、周波数に対する大きさのみの、別個の線図の作図を含むものから選ばれるようさまざまな表示形式が利用できる。これに代わって、データはスミス図表に作図されるか、抵抗器、キャパシタまたはインダクタのような集中素子の形で、伝統的な回路分析のためにDUTをモデル化するために用いられ得る。analysis.測定器10は測定情報を1組の合格/不合格制限と比較するための手段または障害追跡およびフィールドサービスの用途において診断を助けるよう、情報を表示する他の診断技術を提供してもよい。information.【0040】「終了」と明示されたプロセス310において、全体的な測定プロセスは自動的に終了するか、自動的に継続するか、またはキーパッド70を用いてユーザが促すことにより再び開始してもよい。be.【0041】図6A〜Cは、測定器10の測定器用コネクタ74に100オーム抵抗器、開放回路および短絡回路の形でDUT50を備えた、時間記録の形で記憶されたパルス応答の例を示すグラフである。好ましい実施例において、各時間記録は長さが4,096ポイントであり、1ポイントにつき2ナノセカンドの時間分解能を有する。3つのグラフのうち各々の縦の目盛りは、入射パルス振幅が0.5となるような相対的な目盛りである。0.5.【0042】図6Aにおいて、測定器用コネクタ74に結合された100オームの抵抗器パルス応答に対応するトレース500が示される。embodiment,測定器コネクタ74での測定器10の、特有なインピーダンスは100オームであり、このため100オームの抵抗器は非反射終端を提供する。刺激パルスはピークの振幅が0.5で示される。刺激パルスに続くものは、測定器10における反応コンポーネントの存在による、少量の残りの“呼出信号”であるが、他の点では刺激パルスは100オームの抵抗器によって吸収される。ここでは、0.5の振幅を有する正の反射パルスが開放回路で反射され、刺激パルスと合成するよう戻される。反射パルスはバランおよび測定器用コネクタ74を通って進行するときに約5ナノセカンドだけ遅延されるため、刺激パルスおよび反射パルスは完全に整合しないことに注目されたい。0.56の振幅の、太い単一のパルスとなる。ここでは、0.5の振幅の負の反射パルスが短絡回路で反射され、刺激パルスと合成するよう戻る。反射パルスはバランおよび測定器用コネクタ74を通って進行するときに約5ナノセカンドだけ遅延されるため、ここでもまた刺激パルスおよび反射パルスは完全に整合しないことに注目されたい。合成パルス応答は別個の正の刺激パルスおよび負の応答パルスとなる。6Aの100オームの抵抗器および図6Cの短絡回路のパルス応答は、既知の値を有する較正抵抗器の、他のパルス応答とともに、未知のDUTのインピーダンスを計算するために用いられる較正定数を計算するために用いられてもよい。to.【0045】図7A〜Cは、未知のDUTが測定器用コネクタ74に結合されるときに全体的な測定プロセスから結果として生じた例を示すグラフである。feet6からなるツイストワイヤペアの伝送ライン12の形のDUT52が、インピーダンス測定器10に結合される。伝送ライン12のパルス応答は図7Aに示され、伝送ラインパルス応答および較正定数に基づいた、周波数に対する計算されたインピーダンスの測定値が図7Bに示され、周波数に対するインピーダンスの測定値に基づいた、周波数に対する計算された反射損失が図7Cに示される。7C.【0046】図7Aは、図5A〜Cのパルス応答と同一の態様で測定されたパルス応答であり、同一の縦および横の目盛りを有する。DUTはもはや抵抗器または短絡回路のような集中素子のコンポーネントではなく、伝送ラインの長さに沿った伝播時間が長い、伝送ライン12の形の集散素子のコンポーネントである。トレース600は測定されたパルス応答である。18によって引き起こされる不連続部を示す小さな反射パルス602によって示される。この例における伝送ライン12は、さらなる反射が起こることを防ぐ100オームの終端20によって、コネクタ18で終端とされる。18.終端抵抗器20を含むことは、終端とされないコネクタ18からの影響を受けない伝送ライン12の、正確な反射損失測定を得るために必要である。250および260から引き出される。260.【0047】図7Bは伝送ラインパルス応答および較正定数に基づいた、周波数に対する計算されたインピーダンスの測定値である。トレース604はインピーダンスの大きさであり、縦軸にはオームの単位を有し、横軸にはメガヘルツの周波数の単位を有する。伝送ラインのインピーダンスは100メガヘルツにわたる範囲の周波数にかけて約100オームであるが、局部的にピークおよび谷になりやすく、これらは伝送ライン12の長さに沿った、コネクタ14および18からの反射の結果である。このような反射は、反射パルス602に示されたコネクタ14および18からおよび伝送ライン12の長さに沿ったインピーダンスの変形による反射からの接触不良の結果である。580に説明されたようにインピーダンスは計算される。calculated.【0048】図7Cは図7Bに示される、周波数に対するインピーダンスの測定データに基づく、周波数に対する計算された反射損失である。トレース606は計算された反射損失の値を表わす。反射損失の計算は、図5のプロセス290に説明された数学的な公式を用いてなされた。縦軸はデシベル(dB)の単位であり、横軸はメガヘルツの周波数の単位である。megahertz.【0049】より広い局面においてこの発明の精神から離れることなく、上述のこの発明の好ましい実施例の詳細には多くの変更がなされ得ることが当業者には明らかとなるだろう。測定の結果を明細書の限界とたやすく比較することを可能にすることによってフィールドサービスの用途を助けるよう、エラー制限および許容体が線図の表示に加えられてもよい。他のデジタルサンプル技術は、十分なスピードおよび分解能が維持されるならば、反復的なデジタルサンプリング以外の技術を含むデジタル時間記録を形成するよう用いられてもよい。than.単一のマイクロプロセッサはFFT計算および全体的な部品のカウントおよび対応するコンポーネントの費用を下げるための測定器制御機能を行なうよう用いられてもよい。したがって、この発明の範囲は前掲の特許請求の範囲によって定められるべきである。DRAWINGS【図1】この発明に従って伝送ラインを測定するインピーダンス測定器の図である。invention.【図2】図1のインピーダンス測定器の簡略ブロック図である。1.【図3】インピーダンス測定器において高時間分解能を有するデジタル時間記録を得るよう反復的にデジタルサンプリングをするプロセスを例示するグラフ図である。device.【図4】インピーダンス測定器の測定プロセスのフロー図である。device.【図5】インピーダンス測定器の測定プロセスのフロー図である。device.【図6】(A)〜(C)はインピーダンス測定器の測定器端子にある100オームの抵抗器、開放回路および短絡回路の時間記録に含まれるパルス応答の例を示すグラフ図である。circuit.【図7】(A)〜(C)は、インピーダンス測定器に結合された典型的な伝送ラインのパルス応答の一例と、伝送ラインパルス応答に基づいた、周波数に対する計算されたインピーダンスと、インピーダンス測定器における周波数測定に対するインピーダンスに基づいた、周波数に対する計算された反射損失とを示すグラフ図である。device,パルスベースのインピーダンス測定器。前記時間記録が前記応答信号の、反復的なデジタルサンプリングによって得られる、請求項1に記載のパルスベースのインピーダンス測定器。前記表示装置が前記組の反射損失値を視覚的に表示する、請求項1に記載のパルスベースのインピーダンス測定器。1組の較正抵抗器の測定値から引出された1組の較正定数を用いて前記被テストデバイスの1組の複素インピーダンス値を計算し、さらに前記組の複素インピーダンス値を視覚的に表示するよう前記マイクロプロセッサに結合される表示装置を含む、パルスベースのインピーダンス測定器。前記表示装置が前記組の反射損失値を視覚的に表示する、請求項4に記載のパルスベースのインピーダンス測定器。前記組の複素インピーダンス値を視覚的に表示するステップとを含む、複素インピーダンスを測定するためのパルスベースの方法。前記時間記録を得るよう前記被テストデバイスからの応答信号を反復的にサンプリングするステップとをさらに含む、請求項6に記載の方法。前記組の反射損失値を視覚的に表示するステップとをさらに含む、請求項6に記載の方法。