インダクタンスの大きい交流電源から力率=1で電力を取り出す非接触集電において、2次コイル出力に直列コンデンサを接続し、さらにPWMコンバータを制御する装置においては、直列コンデンサを走行車両側に設置しなければならず、走行車両が重くなるという問題がある。【解決手段】2次コイルに誘導される交流出力をPWMコンバータにより直流出力にする非接触集電装置において、1次コイルの入力側に1次側コンデンサを直列に接続し、PWMコンバータをPWM変調により等価的に抵抗とコンデンサの直列回路となるように制御し、1次側コンデンサと1次コイルの漏れインダクタンスと2次コイルの漏れインダクタンスとPWMコンバータの等価コンデンサを2次コイル側で表した合計直列リアクタンスが零となることを特徴とする非接触集電装置である。本出願人は先に、大きな内部インピーダンスを有する交流電源に接続されるPWMコンバータの効率を上昇させ、スイッチング素子の小容量化を図るために、容量性インピーダンスを直列接続したPWMコンバータについて提案している(特許文献1参照)。【0003】かかる先願技術を、図5の先願の非接触集電装置の主回路と電源系統を示す図、図4の先願の非接触集電装置の主回路と電源系統の単相等価回路を示す図、および図3の先願の非接触集電装置に用いるPWMコンバータの制御回路図を参照して詳述する。図5において、4はPWM変換器、5は負荷としての直流電源、7は交流電源、8は内部抵抗、9は内部インダクタンス、10はPWMコンバータ部、33は直列コンデンサである。図4において、1は1次コイル、2は2次コイルを表す。図3において、21は演算回路、22はF/V変換回路、23は容量指令発生器、24は割算器、25は比較器、26は三角波発生器、27はゲート発生回路を表す。図5において、3相の交流電源7に直列に内部抵抗8、内部インダクタンス9、および直列コンデンサ33が直列に接続されて、さらに直列に接続されたPWM変換器4および負荷としての直流電源5において交流出力が直流出力に変換される。先願技術は、リニア新幹線の補助電源を対象とする非接触集電であり、車両走行速度によって商用周波数程度からその数倍程度の周波数を有する交流電源7は、図4の1次コイル1に供給する電源を示す。図4と図5の交流電源7は、同一品を表す。2次コイル2、直列コンデンサ33およびPWMコンバータ部10が図示しない走行車両上に搭載される。図4において、1次コイル1は1次抵抗R1、1次漏れインダクタンスL1、主磁束によるインダクタンスL01で表される。2次コイル2は2次抵抗R2、2次漏れインダクタンスL2、主磁束によるインダクタンスL02で表される。この1次コイル1と2次コイル2の間には磁気結合による相互インダクタンスMが存在し、M2=L01×L02の関係がある。1次コイル1と2次コイル2は非接触で集電するために、磁気ギャップが大きくなり、相互インダクタンスMは通常のトランスよりは小さく、両方のコイルの漏れインダクタンスは大きくなる。【0006】1次コイル1と2次コイル2の巻数をN1,N2とすれば、巻数比aはa=N1/N2で表される。従って、図4の相互インダクタンスMを無視すると、図4と図5における抵抗とインダクタンスの関係は次のようになる。図5の内部抵抗8の値RSは1次抵抗R1を2次コイル2側に換算し、2次抵抗R2および巻数比aを用いてRS=R1/a2+R2で表される。同様に、内部インダクタンス9の値LSは1次漏れインダクタンスL1を2次コイル2側に換算し、2次漏れインダクタンスL2および巻数比aを用いてLS=L1/a2+L2で表される。図4に示すように、従来技術においてPWM変換器4を力率=1となるように制御した場合に、PWMコンバータ部10は、等価容量Cbと負荷抵抗Rbの直列回路で表される。【0008】このように構成される先願の非接触集電主回路において、力率=1でPWM変換器4を制御する方法を説明する。交流電源7から力率=1で電力を取り出すためには、1次コイル1と2次コイル2と負荷系統の全体のリアクタンスが零であることが必要である。図6において内部インダクタンス9と直列コンデンサ33およびPWMコンバータ部10の直列回路のリアクタンスが零である必要がある。直列コンデンサ33およびPWMコンバータ部10の直列回路の合計容量をCとすれば、内部インダクタンス9の値LSとの間に式(1)の条件が成立すればリアクタンスが零となる。容量CCを有する直列コンデンサ33が予め接続されているので、PWMコンバータ部10の等価容量Cbが式(2)を満たせば、式(1)を満たすことになる。次の式(3)〜(5)となれば、PWMコンバータ部10は等価的に図4と等しくなる。ここで(1/j)は位相を90°遅らせる演算子である。*を算出する演算回路、24は割算器、25は比較器、27はゲート発生回路、26は三角波発生器、22はF/V変換器、23は容量指令発生器である。演算回路21は前記式(3)〜(5)の演算を行う。次の式(6)〜(8)の如く算出される。【数2】F/V変換器22は電流検出値Iuから2次コイルの電源角周波数ωを算出する。容量指令発生器23は、電源内部インダクタンスLsとF/V変換器22により算出されたωと外部容量Ccの値より前記式(2)により等価容量Cbの値を算出し、上記演算回路21に出力する。時に式(1)で求められる値Cに近い値のコンデンサが接続される。【0012】このように構成されるPWMコンバータ部10は、例えばω=2π×250Hz,C=Cc=1000μF、R=0.1Ωとすると、図4のPWMコンバータ部10の相インピーダンスの絶対値|Zb|、および直列コンデンサ33とPWMコンバータ部10の合計相インピーダンス|Za|は、それぞれ|Zb|=0.1Ω,|Za|=0.64Ωとなり、|Za|/|Zb|=6.4である。=Cとすると、図4において直列コンデンサ33とPWMコンバータ部10に印加される電圧Vdは、PWMコンバータ部10の負荷抵抗Rbおよび等価容量Cbの直列回路に印加される電圧の約6.4倍となる。上記した交流電源7を商用周波数程度からその数倍程度の周波数を有する3相交流電源7で構成し、PWM変換器4に直列コンデンサ33を直列に接続する方法では、内部インダクタンスLSの大きい交流電源から力率=1で電力を取り出すことができる。直列コンデンサ33を走行車両側に設置しなければならず、走行車両が重くなるという問題がある。本発明は上記事情に鑑みなされたものであって、その目的とするところは、軽い走行車両を構成できる非接触集電装置を提供することである。請求項1の発明によれば、地上の1次コイルから走行車両の2次コイルに誘導される交流出力をPWMコンバータにより直流出力にする非接触集電装置において、該1次コイルの入力側に1次側コンデンサを直列に接続し、該PWMコンバータをPWM変調により等価的に抵抗とコンデンサの直列回路となるように制御し、該1次側コンデンサと前記1次コイルの漏れインダクタンスと該2次コイルの漏れインダクタンスと前記PWMコンバータの等価容量を全て2次コイル側で表した合計直列リアクタンスが零となることを特徴とする非接触集電装置である。非接触集電装置において、電源系統側の1次コイルに直列コンデンサを接続して、走行車両側の2次コイルに接続されるPWMコンバータにより力率=1を達成することができるので、PWMコンバータを小さく構成できるので走行車両を軽くすることができる。【図1】本発明の実施例に係る非接触集電装置の主回路構成を説明するための図である。【図2】本発明の実施例に係る非接触集電装置の単相等価回路で表した図である。【図3】本発明の実施例および先願に係る非接触集電装置に用いるPWMコンバータの制御回路を説明した図である。【図4】従来の実施例に係る2次コイルに直列コンデンサを接続した非接触集電装置を単相等価回路で表した図である。【図5】従来の実施例に係る2次コイルに直列コンデンサを接続した非接触集電装置の主回路構成を説明するための図である。収集に関しては慎重に行っておりますが、もし掲載内容に関し異議がございましたらお問い合わせください、速やかに情報を削除させていただきます。