マキシム当ウェブサイトを利用することによりクッキーの使用に同意したことになります。電圧制御発振器(VCO)の周波数は、VCOの同調ポートに印可された電圧によって変化します。位相ロックループ(PLL)で動作させると、VCOは、スーパーヘテロダイン受信機の周波数変換のための安定した局部発振器(LO)となります。VCOは、送信チェーンでも使用できます。この場合には、ベースバンド信号を放送電波の伝送に適した無線周波数(RF)にアップコンバートします。電圧制御発振器(VCO)の周波数は、VCOの同調ポートに印可された電圧によって変化します。位相ロックループ(PLL)で動作させると、VCOは、スーパーヘテロダイン受信機の周波数変換のための安定した局部発振器(LO)となります。VCOは、送信チェーンでも使用できます。この場合には、ベースバンド信号を放送電波の伝送に適した無線周波数(RF)にアップコンバートします(図1)。設計上の検討事項VCO設計者は、いくつかの重要な性能上のパラメータを検討する必要があります。360°回転したときの任意の負荷電圧定在波比(VSWR))バイアス供給変化の周波数プッシング(Hz/V)任意のオフセット周波数におけるVCOの位相ノイズ(dBc/Hz)以下の項で、各パラメータについて順次説明します。出力レベル代表的なスーパーヘテロダイン受信機では、VCO出力は、ミキサと同時にPLLシンセサイザのRFプリスケーラを駆動しなければなりません。この要求は通常、バッファアンプを用いて満たされます。これにより、負荷のアイソレーションおよび優れた駆動性能が得られます。出力高調波レベル出力高調波レベルは、発振周波数の高調波におけるVCOエネルギの測定基準になります。多量の過剰利得(共振におけるすべての損失の補償に必要な量を超えるもの)を備えた発振器は、より厳しい制限を行うため、出力波形に大きな高調波成分が生じます。利用可能な最大同調電圧と、必要な同調周波数範囲との関連付けを示すシステムレベルのパラメータです(単位はHz/V)。これは、負荷Qに反比例します。負荷Qとは、負荷される発振器タンクの品質係数です。同調感度が高いほど、負荷Qのより少ない発振器が必要となります。同調周波数範囲に対する同調感度の変動は、もう1つの重要な検討事項です。VCOの同調感度が同調帯域に対して大幅に変動すると、PLLシンセサイザの性能は低下します。VCOは、一般的なPLLでは、最も利得の高いデバイスであり、同調感度は、何十MHz/Vにもなります。この量の利得は、同調ポートでのノイズに応答して、不要な変調側波帯を生じる可能性があります。このため、同調ポートのノイズは最小限に抑える必要があります。ロードプリングロードプリングは、VCO出力での負荷変動に対する自走VCOの感度を測定します。この測定には、負荷インピーダンス不整合と可変長の伝送ラインが必要です。VCOを不整合負荷に接続し、伝送ラインの長さを変更することで位相角(VCOと負荷の間)を360°まで変更します。これによって生じる周波数変化のピークツーピークを測定します。VCOのロードプリングは、360°回転したときの、任意の負荷VSWRでの最大ピークツーピーク周波数偏移として規定されます。式1は、負荷VSWRと負荷インピーダンス不整合との間の関係を示します。伝送ラインの特性インピーダンスバッファアンプを使用することは、負荷変動に対する自走VCOの感度を低減する最も一般的な手法です。周波数プッシング周波数プッシングは、バイアス供給電圧内での変動に対する自走VCOの感度を測定します。VCOの感度を測定するには、所定の範囲にわたって供給電圧を変更しながら、VCO周波数を測定します。この周波数偏移を電圧変化で除算し、感度(Hz/V)を求めます。設計されたVCOでは、プッシング係数が同調ラインのメイン感度の5%~10%になります。この同調ポート感度は10.4MHz/Vで、プッシング感度は71kHz/Vにすぎません。MAX2620のプッシング感度は同調ポート感度の1%未満です。VCOの位相ノイズ自走VCOの位相ノイズは、ノイズ側波帯のレベルとキャリア電力レベルとの関連付けを示すものです。一般的な測定では、スペクトラムアナライザでVCO出力を観察しながら、キャリアからの任意の周波数オフセットにおけるノイズレベル(1Hz帯域幅)を測定します。特殊なファームウェアオプションを備えた最新のスペクトラムアナライザは、単側波帯位相ノイズ対オフセット周波数を示すグラフを生成することができます。これは、さまざまなオフセットで複数回の測定を行い、それぞれのケースで内部IF帯域幅に適切な変更を加えることで生成します。位相ノイズが極めて低い発振器(たとえば、水晶発振器)は、そのLOに対する位相ノイズの制限が非常に大きいため、スペクトラムアナライザで測定することはできません。RFスペクトラムアナライザは、位相ノイズに対して100Hzで-80dBc/Hz、1kHzで-97dBc/Hz、10kHzで-113dBc、30kHzで-113dBc、および100kHzで-113dBcの制限を規定しています。標準的な水晶発振器の位相ノイズは、これらの各オフセット周波数で30dB~40dB低くなります。このような高品質の発振器では、正確な位相ノイズの測定のためにはより高度な手法が必要となります。いくつかの主要な要因が自走VCOの位相ノイズに影響します。式2にそのすべてが含まれています。これは、発振器の単側波帯位相ノイズを推定するための公式です。(°K)この公式では、負荷共振器Qが、位相ノイズに影響を及ぼす主要な設計パラメータです。低ノイズ設計では、このパラメータを最大限にして同調機能の要求を満足することが必要となります。高負荷共振器Qには、共振器タンク部品と高無負荷Qを使用する必要があります。これらの条件の下で、タンクの負荷は、その他の回路が始動して発振を維持するだけのエネルギを結合しなければなりません。共振器の負荷Qは、容易に無負荷Qの10分の1未満にすることができます。フリッカノイズのコーナー周波数は、デバイスに依存します。低ノイズ設計では、コーナーのフリッカの少ないデバイスが要求されます。フリッカノイズコーナーのため、バイポーラプロセスが低ノイズ発振器設計での最適な選択肢になります。GaAsデバイスは太刀打ちできません。そのノイズコーナーは、Siバイポーラデバイスに比べて2~3桁大きくなるからです。インサーキットノイズ係数の値は、デバイスだけでなくその外部回路にも依存するので、低ノイズ設計のためには、両方を最適化しなければなりません。電流排流の大きな変化は許されていません。式3は、発振器に本来備わる位相ノイズを表しています。これに、同調ライン上のノイズで生成される変調ノイズの側波帯が加わります(式4を参照)。周波数の関数としての、同調ライン上のノイズ電圧密度(nV/Hz)式2、3、および4を加算すると式5になります。これは、VCOの単側波帯位相ノイズの推定合計値になります。式5前述のVCOパラメータの制限により、システムレベルの性能に劣化が生じる可能性があります。セルラ電話のパワーアンプ(PA)は、音声信号が存在するときにのみ作動します。VCOに問題を生じます。VCOを負荷変動から切り離さない限り(通常は負荷バッファによる)、その周波数変動により、PLLのサイクルにずれを生じる可能性があり、さらに位相ロックが外れる可能性さえあります。1つの問題は、PAのオフ/オンサイクルによって起こる供給電流の大幅な変化です。GSM、DCS1800、およびDCS1900の各電話機用の標準的なPAは、1Aを超える電流を消費する可能性があるため、電流スイッチングにより、VCOのバイアスラインに電圧変化を引き起こします。このバイアス電圧の変化とプッシング係数により、結果として不要な変調側波帯が、PLLシンセサイザのループ帯域幅の外側に生じることになります。この問題を解消するには、VCOのバイアス電圧を安定化させる必要があります。VCOがPLLシンセサイザに設けられています。図2の古典的なウォーターフォール曲線は、位相ノイズの影響を示しています。(Ebはビット当たりのエネルギで、NOは付加白色ガウスノイズ密度)を超えると、BERは基本的に一定になります。VCO内の位相ノイズを低減することにより、減衰のないBERは低下します。ビット当たりのエネルギを付加白色ガウスノイズ密度で除算した値(Eb/NO)が高くなると、ビットエラー率(BER)が基本的に一定になる位相ノイズは、キャリア位相を変調して情報を符号化するデジタル変調方式における最も重要な問題です。この方式の1つに直交位相シフトキーイング(QSPK)があります。アナログ分野での同相/直交変調と同様、QPSKでも、4種類の各位相でビットのペアを符号化することにより、2分の1のデータレートで任意のビットストリームを送信できるようになります。各位相(図3aのπ/4、3π/4、5π/4、および7π/4)は、システム内の付加白色ガウスノイズ(AWGN)の存在によって雲状に拡散される信号空間の1点として表されます。ガウスノイズを含んだQPSK信号の信号群(a)は、5°のRMSの位相分散を付加することで劣化し(b)、BERを引き起こす可能性のある歪みが生成されます。図3bは、同じAWGNを含む同じQPSKの信号群を示していますが、5°のRMS位相分散が付加されています。位相分散により4つの群の領域が円弧状に変形されるので、領域間の距離が短くなります。この影響で、復調器での符号エラーの確率が高くなり、この符号エラーの増大によりBERが増大します。したがって、許容可能な位相分散の量は、復調器の設計と通信リンクで要求される性能によって決まります。式6は、位相分散の積分値と位相ノイズ間の関係を示すものです。RMS位相誤差の積分値(ラジアン)おそらく、LOの位相ノイズに対する最も厳しい制約は、レシーバの感度低下によるものでしょう。この影響は、セルラ電話やその他の環境、すなわち強力な干渉信号が存在する中でレシーバが弱い信号を見つける必要のあるような環境で発生します。図4では、強力な近隣の干渉信号がLOの位相ノイズと混じり合って、IFでの信号対ノイズ比を低減するノイズ側波帯を生成し、これにより弱い信号を検知するレシーバの感度能力を低下させています。以前の低ノイズVCOは、ディスクリート部品で構成されていました。フリッカノイズ用の低コーナー周波数の専用バイポーラトランジスタ、バイアス電圧電源、および負荷のアイソレーションと付加出力駆動を実現するバッファアンプです。ディスクリート回路の多数の受動チップ部品は、PCボードで多くのスペースを必要としました。今日のような小型の無線携帯電話では、このスペースは極めて重要となります。(図5)は、ディスクリート部品の能動機能のすべてを小さな8ピンのμMAX®パッケージに集積しています。fTを備えたSiバイポーラプロセスで製造されたフリッカノイズ用の低コーナー周波数を持つ重要なバイポーラトランジスタが含まれています。PCボードの面積が高度な集積化によって節約されたため、PCボードのレイアウトやシールドが容易になっています。低ノイズトランジスタに加えて、MAX2620には、2出力付きのダブルバッファ(負荷のアイソレーション用)、バイアス発生器、および便利なシャットダウン機能が含まれています。このデバイスは、+2.7V~+5.5Vの単一電源で動作し、3Vで27mWの電力しか消費しません。900MHzで動作させると、360°回転したときに1.75:1の負荷VSWRで生成される周波数偏移は163kHz未満となります。MAX2620の内部バイアス電圧発生器は、発振周波数に対するバイアス電圧変動の影響を大きく低減します。900MHzの中心周波数と3V~4Vの供給電圧の変化において、デバイスは71kHz/Vのプッシング感度を達成しています。MAX2620には2つの出力が備わっています。出力の1つは、50Ωの負荷に-2dBmを生成するもので、通常、ミキサのLO入力を駆動します。1つの出力は、50Ωの負荷に-12.5dBmを生成し、通常、内蔵PLLシンセサイザのRFプレスケーラ入力を駆動します。高Q外部タンク回路を用いて900MHzで動作させると、MAX2620とその低ノイズ内部トランジスタによって生成される位相ノイズは低く抑えることができ、25kHzで-110dBc/Hz、300kHzで-132dBc/Hzとなります。外部タンクを使えば、設計者は、任意のアプリケーションについて、同調機能と単側波帯位相ノイズを最適化することができます。より、発振器の負抵抗は低減されて、共振タンク回路の負抵抗と平衡状態に達します。タンク回路にバラクタダイオード(電圧調整型可変コンデンサ)を追加すると、所望の同調範囲にわたって発振素子が適切な負抵抗を示す限りは、発振器の周波数を同調することができます。MAX2620の設計は、この点に関して最適化されています。MAX2620発振器は、低位相ノイズでの動作についても最適化されています。最小位相ノイズを実現するためには、セラミック伝送ライン共振器(通常、無負荷Qが400)や高Qインダクタ(通常、無負荷Qが180)など、高Q部品を使用する必要があります。図5における負荷Qを最大限にするためには、C5とC17の値を、所望の周波数と同調範囲に適合可能な最小値にしてください。900MHzで動作させる場合、C6は、セラミック共振器回路で1pF、インダクタ回路で1.5pFにしてください。高Qインダクタの無負荷Qは、セラミック共振器のQよりも低いので、高Qインダクタを使用する方が(セラミック共振器に比べて)、位相ノイズがわずかに低下する傾向があります。インダクタを用いたタンクの位相ノイズは、25kHzで-107dBc/Hz、300kHzで-127dBc/Hzとなります。MAX2620の出力はどちらもオープンコレクタであり、電源電圧までプルアップするのに外部部品を必要とします。50Ωの抵抗で50Ωの機器に出力をマッチングさせることができますが、抵抗が出力電力を奪い取ります。最大限の出力電力を得るには、図5に示すようにバッファ出力にプルアップインダクタを使用します。適切なマッチングネットワークを用いて、インダクタ回路のオープンコレクタ出力インピーダンスを所望の負荷インピーダンスにマッチングさせてください。発振器の性能を最大限に発揮させるための重要な要素として、PCボードのレイアウトがあります。寄生成分の影響を最小限にするため、共振回路を構成する部品の下や部品の周囲にあるPCボードのグランドプレーンを除去してください。寄生インダクタンスを最小限にするため、トレースの長さをできるだけ短くしてください。MAX2620パッケージのできるだけ近くにデカップリングコンデンサを接続し(ピン1、4、および7をグランドに接続)、グランドプレーンに直接接続してください。図5に示すコンデンサは、占有面積が0805以下のものにしてください。VCO用として、費用対効果に優れた低電力発振器であるMAX2620は、これまで多くのディスクリート部品を必要とした機能をすべて備えています。そのダブルバッファ出力により、負荷のアイソレーションを実現し、また、その内部レギュレーションセルにより、電源変動からのアイソレーションを達成しています。+3V電源による電力損失は27mWにすぎません。MAX2620は極めて低い位相ノイズを達成しており、その外部タンクにより、設計者は、任意のアプリケーションに合わせて発振器の回路を調整することができます。EE-Mail配信の登録申し込みをして、興味のある分野の最新ドキュメントに関する自動通知を受け取る。Inc.このウェブサイトのコンテンツは米国および各国の著作権法によって保護されています。totalPrice.value}}保存して後で見る​削除{{else}}購入カートには何も入っていません。無料サンプル​削除{{else}}サンプルカートには何も入っていません。{{else}}購入カートには何も入っていません。注文履歴を見るサンプルカートには何も入っていません。注文履歴を見る{{/each}}×ブックマークブックマークを利用するにはログインが必要です。MAXIMお知らせツールをクリックおよびドラッグしてダッシュボードをカスタマイズすることができます。>ご質問/ご意見をお寄せください。見積もり請求をご検討くださいx注意お客様のアカウントに制限がかけられているためご注文をお受けすることができません。カスタマーサポートまでご連絡ください。申し訳ありませんが、このサイトではビジネス/教育と関係のないEメールアドレスからのサンプル請求は受け付けておりません。マキシムの代理店マキシムにご興味をお持ちいただきどうもありがとうございます。x注意マキシム・インテグレーテッドにご興味をお持ちいただきどうもありがとうございます。マキシムの無料サンプルプログラムは、暦年につきお客様に提供できる数量を限らせていただいております。誤ってこのメッセージをお受け取りになった場合はsamples-admin@maximintegrated.comまでご連絡ください。distributorData.coreStaff.stockValue}}{{distributorData.coreStaff.stockValue}}{{/if}}価格は代理店のサイトにあります。製品IDを選択して、はじめてください。閉じるお客様の見積もり請求にお応えするためには以下情報が必要です。できるだけ詳しくお答えください。見積もり請求を送信キャンセルお客様の見積もり請求が送信されました。価格と入手性について24時間以内にお答えします。全カテゴリ最近行った。