Circuitos de ayuda a la conmutación de diodos y tiristores
# Circuitos de ayuda a la conmutación de diodos y tiristores

Los circuitos de ayuda a la conmutación, también conocidos como Snubber, tienen la función de absorber la energía procedente de los elementos reactivos del circuito durante el proceso de conmutación controlando parámetros tales como la evolución de la tensión o corriente en el interruptor, o bien limitando los valores máximos de tensión que ha de soportar. Se incrementa de esta forma la fiabilidad de los semiconductores al reducirse la degradación que sufren debido a los aumentos de potencia disipada y de la temperatura de la unión.

## Circuitos de ayuda a la conmutación de diodos

Los circuitos de ayuda a la conmutación de diodos, o snubbers, son esenciales para los diodos usados en circuitos de conmutación. Estos pueden proteger a un diodo de sobretensiones, las cuales pueden ocurrir durante el proceso de recuperación inversa. Un circuito snubber común para un diodo de potencia consiste de una capacitancia y una resistencia conectadas en paralelo con el diodo.

Cuando la corriente de recuperación inversa disminuye, la capacitancia mantendrá su voltaje por un tiempo, el cual es aproximadamente el mismo del diodo. La resistencia por otra parte, disipará parte de la energía almacenada en la inductancia parásita Lσ. El cambio de voltaje se puede calcular de la siguiente manera

       ${\frac {dv}{dt}}={\frac {0.632V_{s}}{\tau }}={\frac {0.632V_{s}}{R_{s}C_{s}}}$

donde Vs es el voltaje aplicado al diodo. El cambio de voltaje dv/dt usualmente es dado por el fabricante. Al conocer el cambio de voltaje y Rs, uno puede escoger el valor de la capacitancia Cs. La resistencia Rs se puede calcular por medio de la corriente de recuperación inversa del diodo:

       $R_{s}={\frac {V_{s}}{I_{rr}}}$

El cambio de voltaje dv/dt diseñado siempre debe ser igual o menor al cambio de voltaje encontrado en la hoja de datos del fabricante.

## Circuitos de ayuda a la conmutación de tiristores

Las corrientes de recuperación inversas generadoras en los tiristores cuando están en polarización inversa pueden generar sobretensiones de magnitud inaceptable debido a la inductancia de serie si no se usan redes de ayuda a la conmutación. En la Figura.2a observamos un convertidor trifásico de tiristores de frecuencia de línea, el cual puede funcionar como red de ayuda a la conmutación como en el caso del convertidor reductor para el diodo. Las inductancias del lado de C.A. se deben a las reactancias de línea más cualquier inductancia de dispersión del transformador. El lado C.D. se representa por una fuente de corriente donde se supone que $i_d$ fluye en forma continua.

Se supone que los tiristores 1 y 2 conducen y que el 3 está conectado con un ángulo de retraso α como se muestra en la Figura.2b. La corriente $i_d$ se conmutara desde el tiristor 1 (conectado a la fase a) al tiristor 3 (conectado a la fase b). El voltaje $V_{ba}$ es responsable de la conmutación de la corriente. El sub circuito que consiste en 1 y 3 se muestra en la Figura.2b con 3 encendido y 1 apagado, así como en su recuperación inversa en $ωt_1,$ con $i_σ$ = $I_{rr}.$ Se supone que la fuente de tensión en el circuito de la Figura.2b es una constante de voltaje con un valor Vba en $ωt_1,$ debido a la variación lenta de voltajes de 60 Hz en comparación con los transitorios rápidos de tensión y corrientes en este circuito.

Para analizar el diseño de la red, se usa una impedancia del peor caso 5% y tenemos la siguiente ecuación

       $X_{c}=\omega L_{\sigma }={\frac {0.05V_{ll}}{{\sqrt {3}}I_{d}}}\quad (1)$

Donde $V_{ll}$ es el voltaje RMS de línea a línea e $I_d$ es la corriente de la carga. Para un diseño del peor caso, la fuente de voltaje de la Figura.2b tiene un valor máximo de $√2V_{ll},$ que corresponde a α = 90°. Aquí suponemos que el tiempo de recuperación inversa en 10µs. De este modo, durante la conmutación de corriente, si suponemos que el valor de conmutación tiene un valor constante de $√2V_{ll},$ el di/dt a través del tiristor 1 es

       ${\frac {di}{dt}}={\frac {{\sqrt {2}}V_{ll}}{2L_{\sigma }}}\quad (2)$

Y por lo tanto

       $I_{rr}=\left({\frac {di}{dt}}\right)t_{rr}={\frac {{\sqrt {6}}\omega V_{ll}t_{rr}I_{d}}{0.1V_{ll}}}=0.09I_{d}\quad (3)$

Para calcular el valor $C_s$ tenemos

       $C_{s}=L_{\sigma }{\left({\frac {I_{rr}}{V_{ll}}}\right)}^{2}\quad (4)$

Sustituyendo la ecuación (1) y (3) en (4) para 60 Hz

       $C_{s}=L_{\sigma }{\frac {0.6I_{d}}{V_{ll}}}\quad (5)$

Para calcular el valor $R_s$ tenemos

       $R_{s}=1.3{\sqrt {2}}{\frac {V_{ll}}{I_{rr}}}=20{\frac {V_{ll}}{I_{d}}}\quad (6)$

Para el peor de los casos con una α = 90° tenemos que las perdidas total de energías en cada circuito sería

       $P=3C_{s}{V_{ll}}^{2}=1.8x10^{-6}I_{d}V_{ll}\quad (7)$

Se sigue un procedimiento similar con cualquier valor de $t_{rr}$ y de inductancia de línea C.A.

